Кодирование анизотропной метаповерхности с интегрированным широкополосным настраиваемым излучением и характеристиками низкого рассеяния

Фон

Электромагнитные (ЭМ) метаповерхности (ЭММС), искусственно построенные периодическими или квазипериодическими субволновыми частицами, обозначаются как поверхностная версия трехмерных метаматериалов [1, 2]. Благодаря компактным структурам, низкому профилю, хорошей конформной форме, низкой стоимости и простоте изготовления, EMMS были тщательно исследованы и разработаны для управления электромагнитными волнами [3,4,5,6,7,8,9], такими как поляризация, амплитуда и фаза.

В частности, анизотропные EMMS более готовы к достижению ряда интересных характеристик, которые в некоторых случаях невозможны с изотропными. Для поляризационной инженерии, используя анизотропные частицы для создания отражающих или пропускающих электромагнитных преобразователей поляризации, можно почти реализовать произвольные поляризации от одной конкретной поляризации, например, от линейной поляризации до линейной [10,11,12,13], от линейной поляризации до круговой поляризации. [14,15,16], от круговой поляризации до круговой [17, 18] и так далее. Антенны с круговой поляризацией, устройства управления поляризацией и уменьшение поперечного сечения радара (RCSR) могут быть дополнительно выполнены на основе манипуляции поляризацией. Поглощение - это обычная мода для манипуляции амплитудой. Путем изменения относительной ориентации зазора или смещения соседних центров многослойных анизотропных кольцевых резонаторов [19, 20, 21] можно регулировать ближнеполевые взаимодействия между ними. Таким образом, можно одновременно получить низкое отражение и пропускание для достижения идеального поглощения. Что касается фазовой манипуляции, то путем тонкого проектирования геометрии субволновых частиц EMMS могут быть достигнуты неоднородности фазы, передаваемые по отраженной или проходящей поверхности. Таким образом, много интересных ЭМ-устройств, таких как метаповерхностная линза [22, 23], метаповерхностные голограммы [24, 25], невидимая маскировка [6], спин-орбитальная манипуляция [26, 27] и некоторые другие функциональные интерфейсы [28,29] , 30,31], может быть реализовано.

В последнее время кодирование EMMS привлекло пристальное внимание как еще одна парадигма для управления распространением электромагнитных волн [32,33,34,35]. «Кодированные биты» представлены составными частицами с разными фазовыми характеристиками. Возьмем в качестве примера 1-битную EMMS, закодированные элементы «0» и «1» имитируются конститутивными структурами с фазовым сдвигом 0 ° и 180 ° соответственно. Посредством определенной пространственной смеси этих кодированных элементов могут быть впоследствии выполнены 2-битные, 3-битные и многобитовые EMMS [36,37,38]. С учетом требований к многофункциональности и настраиваемости электромагнитных устройств, переключаемые компоненты и программируемое оборудование вентильной матрицы включены в кодирующую конструкцию EMMS. Таким образом, получаются реконфигурируемые [39] и программируемые [40] EMMS. На основе вышеупомянутой концепции «кодирования» 0-битные EMMS, состоящие только из одного вида анизотропных элементов, могут использоваться для достижения преобразования поляризации [39], в то время как многобитовые EMMS, закодированные с помощью алгоритмов оптимизации, могут использоваться для управления диффузионным рассеянием. производительность, таким образом достигнув RCSR [39].

Очевидно, что вышеупомянутые конструкции EMMS в основном посвящены исследованию характеристик рассеяния входящей электромагнитной волны. Фактически, при правильном питании, EMMS сами могут действовать как антенны для излучения электромагнитных волн [41,42,43,44,45,46]. Кроме того, насколько известно авторам, концепции «кодирования» в основном сосредоточены на оценке рассеяния, но не включены в характеристики излучения. В этой статье предлагаемая EMMS включает одновременно широкополосное излучение и низкое рассеяние. EMMS состоит из анизотропных элементов, которые обладают противофазами под x - и y -поляризованная заболеваемость. Эти анизотропные элементы кодируются как «0» и «1», а затем располагаются в определенной последовательности, оптимизированной алгоритмом моделирования отжига (SAA). На основе теории антенных решеток [47] к элементам кодирования «0» и «1» добавляются соответствующие питающие структуры для реализации желаемых характеристик излучения. Если на элементы «0» и «1» подается одинаковая амплитуда и фаза, может быть получено линейно поляризованное (LP) излучение. Если на элементы «0» и «1» подается питание с одинаковой амплитудой, но с разностью фаз 90 °, может быть получено излучение с левой или правой круговой поляризацией (L / RHCP). Между тем, оптимизированная компоновка EMMS обеспечивает широкополосное диффузионное рассеяние для входящей электромагнитной волны, что является преимуществом бистатического RCSR. Как моделирование, так и измерения доказывают, что наш метод предлагает простую, гибкую и оригинальную стратегию проектирования EMMS с интегрированным широкополосным излучением и низкими характеристиками рассеяния.

Методы

На рисунке 1 показана подробная геометрия кодирующей EMMS и составляющих анизотропных элементов. Два диэлектрических слоя FR2 (диэлектрическая проницаемость 2,65, тангенс угла потерь 0,002) используются в качестве подложек, обозначенных как подложка1 и подложка2. Два диэлектрических слоя плотно и ровно уложены вместе, без воздушного пространства между ними. Толщина подложек сверху вниз составляет 3 мм и 0,5 мм соответственно. Металлические пятна 4 × 4 в форме бабочки вытравлены на верхней поверхности подложки1 размером 36 × 36 мм ² (равно 0,66 λ ₀ × 0,66 λ ₀ на частоте 5,5 ГГц). Металлическая пластина заземления с прорезью как можно более тонкой (длина 15,5 мм, ширина 0,2 мм) протравливается на нижней поверхности подложки 2 для обеспечения абсолютного отражения. По-видимому, ЭМ свойства такого анизотропного элемента заключаются в его физическом устройстве. Основываясь на концепции «кодирования», анизотропный элемент, показанный на рис. 1b, обозначен как «1», в то время как его аналог (поворот на 90 ° вокруг z -axis) обозначается как «0». Макет окончательно предложенной EMMS оптимизирован SAA, который представляет собой метод локального поиска. На рисунке 1d показана блок-схема SAA для достижения оптимальной матрицы кодирования. Он начинается с начального решения, которое случайным образом изменяется в итеративном процессе. К основным параметрам SAA относится начальная температура T , скорость убывания α каждого итерационного процесса, конечная температура Tf , количество итераций I , и функция заслуг. В нашей модели мы определяем исходную матрицу кодирования с равным количеством «0» и «1». Затем он обновляется путем изменения позиций произвольной пары «0» и «1». Параметры T , α , Tf , и Я установлены как 100, 0,9, 0 и 1000 соответственно. Для низких характеристик RCS ожидается хорошее диффузионное рассеяние. Таким образом, наша цель - найти оптимальную матрицу кодирования ( M _лучший ), приводящей к желаемой картине рассеяния с наименьшим максимальным значением. Таким образом, проблема заключается в проблеме минимума-максимума, в которой функция качества может быть выражена как F ( M _лучший ) =Мин (AF _макс ), где AF _max - максимальное значение AF, соответствующее данной матрице кодирования. Оптимальная матрица кодирования соответствует минимальному AF _max , что привело бы к отличным характеристикам диффузионного рассеяния. Как правило, чем больше размер массива, тем лучше диффузное рассеяние. Здесь мы выбираем массив, состоящий из 4 × 4 элементов ( M = N =4). Наконец, оптимальная матрица кодирования показана на рис. 1а. Все моделирование в следующем анализе, если не указано иное, выполняются с помощью коммерческого программного обеспечения для моделирования Ansoft HFSS v.14.0.

Кодирование ЭММС и входящего в нее анизотропного элемента. а Кодирование EMMS состоит из 4 × 4 штук анизотропных элементов. Номера элементов «0» и «1» одинаковы. Схематическая геометрия анизотропного элемента «1» ( b ) и элемент «0» ( c ) ( а =9 мм, l =6 мм, м =1 мм, h 1 =3 мм, h 2 =0,5 мм). г Блок-схема SAA для поиска оптимальной матрицы кодирования

Для случая излучения на анизотропном элементе нанесены сосредоточенное возбуждение порта и граница излучения. SMA с сопротивлением 50 Ом подключается к чрезвычайно тонкому прямоугольному участку (длина 13 мм, ширина 1,3 мм) через небольшое отверстие в подложке2 для согласования импеданса. Прорезь в металлическом основании затем вступает в силу, передавая энергию на верхний анизотропный EMMS, чтобы излучать электромагнитную волну LP. Коэффициент отражения S ₁₁ диаграммы направленности показаны на рис. 2. Как ясно видно, полоса пропускания для согласования импеданса - 10 дБ достигается в диапазоне от 5 ГГц до 6 ГГц, что подразумевает относительную ширину полосы 18,2%. Стабильное усиление при визировании в диапазоне от 6,97 дБи до 7,86 дБи достигается по всей ширине полосы импеданса. Между тем, нормальный и симметричный профили излучения наблюдаются в поперечном направлении для плоскостей xoz- (E-) и yoz- (H-), как ясно показано на рис. 2b – d.

Радиационные свойства анизотропного элемента с сосредоточенным возбуждением порта. а Коэффициент отражения S ₁₁ и коэффициент усиления по оси визирования в зависимости от частоты. 2D диаграммы направленности на b xoz- (E-) и c yoz- (H-) плоскость. г Трехмерные диаграммы направленности на частотах 5,35, 5,5 и 5,75 ГГц (слева направо)

Чтобы дать физическое представление о рабочем механизме, модальный поверхностный ток анизотропного элемента на частотах 5,35 ГГц и 5,75 ГГц показан на рис. 3a и b. Обратите внимание, что моделирование, выполненное в этом разделе, было выполнено с использованием FEKO 7.0. Как ясно показано, поверхностный ток моды 1 и моды 2 в основном распределяется по средним пятнам, что может привести к поперечному излучению, в то время как ток нежелательной моды 3 и моды 4 в основном распространяется на краевых участках, что может привести к нулевым значениям излучения в борт. Кроме того, поверхностный ток режима 1 и режима 3 течет по y -ось, в то время как режим 2 и режим 4 течет по x -ось. Кроме того, расчетные модальные значения первых четырех характеристических мод анизотропного элемента с метаповерхностью и без нее показаны на рис. 4a и b. Из рисунка 4b видно, что когда метаповерхность применяется к элементу, мода 1 и мода 2 являются резонансными на частотах 5,32 ГГц и 5,72 ГГц в желаемом рабочем диапазоне, причем любая из их модальных значений приближается к единице. Таким образом, режим 1 и режим 2 являются парами основных ортогональных мод для генерации широкополосных и широкополосных диаграмм направленности.

Модальный поверхностный ток режима 1, режима 2, режима 3 и режима 4. a 5,35 ГГц и b 5,75 ГГц

Модальное значение анизотропного элемента с ( a ) и без ( b ) метаповерхность в форме бабочки

Для случая рассеяния возбуждение порта флоке и границы главный / подчиненный реализованы на анизотропном элементе для использования характеристик отражения. Как показано на рисунке 5, только одна фазовая точка отражения 0 ° возникает на частоте 9,38 ГГц для элемента «1», в то время как двойные точки фазы отражения 0 ° появляются на частоте 4,75 ГГц и 17,52 ГГц для элемента «0». Таким образом, эффективная разность фаз отражения создается между элементами «0» и «1», как показано в темно-серой части на фиг. 5a. Между тем, величины отражения, показанные на рис. 5b, остаются близкими к 1 на 2 ~ 18 ГГц для обоих элементов. Стоит отметить, что вокруг рабочего диапазона (5 ~ 6 ГГц) элемента «0» наблюдается полая зона для определения амплитуды отражения. Это объясняется тем, что часть сополяризованной энергии поглощается питающей структурой. Тем не менее, подавление энергии [47] может быть хорошо получено в широкополосной связи. Следовательно, можно ожидать широкополосного RCSR.

Отражательные характеристики анизотропного элемента при возбуждении канала Флоке. а Фазы отражения и разность фаз между элементами «0» и «1». б Величины отражения

Результаты и обсуждение

В некотором смысле процесс рассеяния можно понять, преобразовав отражение электромагнитной волны в процесс переизлучения. Следовательно, для M × N Массив EMMS, принцип работы как для случая излучения, так и для случая рассеяния можно интерпретировать с помощью стандартной теории массивов [47]:

где EP - это шаблонная функция отдельного элемента, AF - коэффициент массива, k - волновое число, Δ x и Δ y расстояние между соседними элементами по x - и y -направления соответственно, ϕ ( м , n ) - фаза ( m , n ) элемент и θ и φ - угол места и азимут падения. Для простоты нижние индексы E _rtotal и E _stotal в следующем анализе указывают случаи излучения и рассеяния соответственно.

В случае излучения все анизотропные элементы при правильном питании действуют как излучатели. Естественно, элементы «0» и «1» будут создавать два ортогонально поляризованных электрических поля, а именно EP _'0' ⊥ EP _'1' . Тогда поляризация излучаемой электромагнитной волны от EMMS зависит от амплитуды и фазы источников питания. Если предположить, что входная мощность каждого элемента одинакова, мы получим | EP _'0' | =| EP _'1' |, ϕ ( м , n ) будет представлять входную фазу из источников питания. Следовательно, вдоль нормали с ( θ , φ ) =(0 ^∘ , 0 ^∘ ), Уравнение. (1) можно было бы упростить как \ ({E} _ {\ mathrm {rtotal}} =8 \ left ({\ mathrm {EP}} _ {\ hbox {'} 0 \ hbox {'}} {e} ^ {j {\ phi} _ {\ hbox {'} 0 \ hbox {'}}} + {\ mathrm {EP}} _ {\ hbox {'} 1 \ hbox {'}} {e} ^ {j { \ phi} _ {\ hbox {'} 1 \ hbox {'}}} \ right) \) для предлагаемой EMMS. Если ϕ _'0' - ϕ _'1' =0 ^° или ± 180 ^° , полное излучение будет LP в диагональных плоскостях. Если ϕ _'0' на 90 ° впереди ϕ _'1' , полное излучаемое поле будет RHCP. В противном случае, если ϕ _'0' отстает на 90 ° от ϕ _'1' , Будет генерироваться излучение LHCP. Подводя итог, можно сказать, что поляризацию излучаемого поля от EMMS можно произвольно регулировать, управляя входными фазами элементов «0» и «1».

Для краткости изложения в следующий анализ включены только два репрезентативных случая. Все элементы «0» и «1» запитываются с одинаковой мощностью в обоих случаях. С одной стороны, с точки зрения ϕ _'0' = ϕ _'1' =0 ^° Характеристики излучения LP получены, как показано на рисунке 6. Хорошее согласование импеданса достигается в диапазоне от 4,97 ГГц до 6,05 ГГц (относительная ширина полосы 19,6%), в то время как усиление в нормальном направлении изменяется от 12,6 дБи до 17,38 дБи в рабочем диапазоне. Симметричные диаграммы направленности наблюдаются в поперечном направлении как для E-, так и для H-плоскости, как ясно показано на рис. 6b. С другой стороны, когда ϕ _'1' - ϕ _'0' =90 ^° , RHCP-излучение наблюдается, как и ожидалось. Как показано на рис. 7, полоса пропускания для S ₁₁ <- 10 дБ и 3 дБ ширина полосы пропускания по осевому коэффициенту (ARBW) составляет 4,97 ~ 6 ГГц и 5,22 ~ 6 ГГц, соответственно. Общая пропускная способность для S ₁₁ <- 10 дБ и 3 дБ ARBW составляет от 5,22 ГГц до 6 ГГц (относительная ширина полосы 13,9%), при этом усиление по оси визирования изменяется от 13,16 дБи до 15,8 дБи. Аналогичным образом, симметричный, поперечный и нормальный профили излучения наблюдаются на трехмерных диаграммах направленности на частотах 5,35, 5,5 и 5,75 ГГц.

Линейные радиационные свойства ЭММС с «0» и «1», подаваемыми с одинаковой величиной и фазой. а Коэффициент отражения S ₁₁ и коэффициент усиления по оси визирования в зависимости от частоты. б Диаграммы направленности 3D-LP на частотах 5,35, 5,5 и 5,75 ГГц (слева направо)

RHCP радиационные свойства ЭММС с «0» и «1», подаваемыми с одинаковой величиной и фазовым сдвигом 90 °. а S ₁₁ и AR в зависимости от частоты. б Зависимость усиления по оси визирования от частоты. c 3D диаграммы направленности RHCP на 5,35, 5,5 и 5,75 ГГц (слева направо)

Из вышеупомянутого анализа можно проверить, что предлагаемая EMMS может работать как хорошая антенна и излучать в режимах линейной поляризации и круговой поляризации поочередно, управляя входными величинами и фазами. Между тем, результаты моделирования показывают, что рабочая полоса пропускания предлагаемой EMMS сохраняется хорошо по сравнению с одним анизотропным элементом, что подтверждает эффективность предлагаемого нами метода. Чтобы получить интуитивное представление о механизмах работы EMMS для различных режимов излучения, исследуются распределения электрического поля на частоте 5,35 ГГц с различными временными вариантами. На рис. 8а ясно показано, что резонансное Е-поле равномерно распределяется по элементам «0» и «1» по мере изменения времени для LP-излучения. Однако для CP-излучения элементы «1» имеют более высокую плотность поля в фазе 0 °, а элементы «0» преобладают над элементами «1» в фазе 90 °. Таким образом, возбуждаются две ортогональные моды с разностью фаз 0 ° или 90 ° для выполнения излучения LP или CP.

Распределение электрического поля EMMS на частоте 5,35 ГГц с различными временными вариантами. а Случай излучения LP. б Случай радиации RHCP

Для случая рассеяния все элементы «0» и «1» действуют как пассивные устройства. Апериодическая компоновка элементов «0» и «1», оптимизированная SAA, направлена ​​на достижение характеристик диффузионного рассеяния. Здесь для уравнения. (1), ϕ ( м , n ) представляет собой фазовую компенсацию отраженной волны от ( m , n ) элемент. Что касается предлагаемого нами дизайна, ϕ ( м , n ) оценивает 0 ° и 180 ° в соответствии с элементами «0» и «1» соответственно. Чтобы дать интуитивно понятную демонстрацию свойства низкого рассеяния предлагаемой EMMS, смоделированный результат RCS в зависимости от частоты демонстрируется в сравнении с металлической платой того же размера. Как ясно показано на рисунке 9, очевидное подавление отражения достигается в широкополосном диапазоне от 5 ГГц до 18 ГГц. Непрерывный RCSR 6 дБ достигается почти на частотах от 5 до 18 ГГц (относительная полоса пропускания 113,04%). Два полых провала RCS появляются около 5,9 ГГц и 10,4 ГГц с максимальным RCSR, достигающим 31,8 дБ. Из рис. 9д видно, что поле рассеяния ЭММС разделяется на восемь основных малых пучков, что хорошо согласуется с результатом, полученным математическим расчетом на рис. 9в. По сравнению с традиционной конфигурацией шахматной доски (четыре основных отраженных лепестка), большее количество отраженных лепестков способствует значительному подавлению каждого луча на основе сохранения энергии. Рис. 9f показывает рабочий механизм EMMS. Можно заметить, что разные элементы резонируют несовместимо, что приводит к необходимому прерывистому фазовому сдвигу и, в конечном итоге, к диффузному отражению. Рассеивающие свойства EMMS при наклонном падении также были исследованы, как показано на рис. 10. Аналогичным образом, вместо сильного зеркального отражения для металлической доски того же размера последовательно наблюдается диффузное рассеяние для EMMS с разными углами падения. Между тем, как показано на рис. 11, также представлены нормализованные диаграммы рассеяния на частоте 6 ГГц с углами падения от 0 ° до 60 °, чтобы дать интуитивно понятную демонстрацию диффузного отражения. В заключение, предлагаемая EMMS демонстрирует характеристики диффузионного рассеяния в широкополосном диапазоне, как и ожидалось.

Свойства диффузионного рассеяния ЭММС при нормальном падении. а Зависимость поперечного сечения радара от частоты по сравнению с металлической платой того же размера. Картины рассеяния, рассчитанные по формуле. (1) для металлической плиты ( b ) и EMMS ( c ). Диаграммы рассеяния, полученные с помощью двухполупериодного моделирования на частоте 6 ГГц для металлической платы ( d ) и EMMS ( e ). е Распределение поверхностного тока в EMMS на частоте 6 ГГц

Свойства диффузионного рассеяния EMMS при наклонном падении на частоте 6 ГГц. а - г Диаграммы рассеяния от металлической доски при угле падения 15 ° ( a ), 30 ° ( b ), 45 ° ( c ) и 60 ° ( d ). е - ч Диаграммы рассеяния ЭММС при угле падения 15 ° ( e ), 30 ° ( f ), 45 ° ( г ) и 60 ° ( h )

Нормированные диаграммы рассеяния при наклонном падении на частоте 6 ГГц. а - е Диаграммы рассеяния от металлической доски при угле падения 0 ° ( a ), 15 ° ( b ), 30 ° ( c ), 45 ° ( d ) и 60 ° ( e ). е - j Диаграммы рассеяния ЭММС при угле падения 0 ° ( f ), 15 ° ( г ), 30 ° ( ч ), 45 ° ( i ) и 60 ° ( j )

Для проверки характеристик излучения и рассеяния, упомянутых выше, был изготовлен образец EMMS с кодировкой 4 × 4 с использованием стандартной технологии печатных плат (PCB). Измерение проводилось в безэховой камере, чтобы минимизировать шумовые помехи. Для случая излучения один RS2W2080-S и два RS8W2080-S делителя мощности подключаются последовательно для равномерного распределения сигнала на 16 портов, в то время как коаксиальные кабели разной длины используются для обеспечения фазового сдвига на 90 ° между «0» и «1». ”, Как показано на рис. 12. Измеренные полосы пропускания для S ₁₁ ≤ - 10 дБ и 3 дБ ARBW, показанные на рисунке 13a, составляют 4,96–6,02 ГГц и 5,22–6,02 ГГц, соответственно. Общая ширина полосы составляет от 5,22 ГГц до 6,02 ГГц (относительная ширина полосы 14,2%), что удовлетворительно соответствует результатам моделирования. Нормированные диаграммы направленности на частотах 5,35 ГГц и 5,75 ГГц показаны на рисунках 13b и c. В соответствии с предсказанием моделирования симметричное, нормально направленное и RHCP излучение наблюдается в поперечном направлении. Измеренные уровни боковых лепестков как минимум на 10 дБ ниже, чем уровни основных лепестков. Кроме того, поля RHCP всегда сильнее, чем поля LHCP, более чем на 18,6 дБ в осевом направлении. Таким образом, можно сделать вывод, что EMMS обеспечивает хорошие характеристики излучения RHCP, как и ожидалось.

а , b Изготовление образца EMMS, вид сверху ( a ) и вид сбоку ( b ). c Делитель мощности. г Базовая установка для измерения рассеяния

Измеренные радиационные и рассеивающие свойства ЭММС. а Измерено S ₁₁ и AR. Нормированные диаграммы направленности на частоте 5,35 ГГц ( b ) и 5,75 ГГц ( c ). г Измерено уменьшение отражения EMMS по сравнению с цельнометаллической панелью

Для случая рассеяния образец EMMS был помещен вертикально в центре платформы из пеноматериала, в то время как две идентичные LP пирамидальные рупорные антенны, работающие на частотах 1 ~ 18 ГГц, были размещены рядом в качестве передатчика и приемника, соответственно. Между двумя рожками вставлен кусок поглощающего материала, чтобы уменьшить нежелательное сцепление. Центры образца и двух рупоров находятся на одинаковой высоте, а расстояние между ними достаточно велико, чтобы удовлетворять условиям испытаний в дальней зоне. Калибровка линии отражения затвора также использовалась для дальнейшего устранения нежелательных сигналов в окружающей среде. Две рупорные антенны подключены к двум портам векторного анализатора цепей Agilent N5230C для оценки отраженной мощности по коэффициентам передачи. Как показано на рисунке 13d, значительный RCSR на 6 дБ по сравнению с металлической платой того же размера достигается в диапазоне от 5 ГГц до 18 ГГц (относительная полоса пропускания 113%), тогда как RCSR более 10 дБ достигается в диапазоне 5,6 ~ 6,5 ГГц (относительная полоса пропускания 14,9%), 9,2 ~ 13,5 ГГц (относительная полоса пропускания 37,9%) и 15,9 ~ 18 ГГц (относительная полоса пропускания 12,4%). Два пика RCSR появляются около 6,1 ГГц и 10,2 ГГц, оценивая соответственно 25,9 дБ и 30,6 дБ. Результаты измерений хорошо согласуются с результатами моделирования, которые подтверждают широкополосные характеристики EMMS с низким уровнем рассеяния.

Сравнение предложенной конструкции с предыдущей конструкцией антенны на основе метаповерхности было сделано в таблице 1. В частности, [42, 45] демонстрируют характеристики антенной решетки, а другие - одиночной антенны. Как ясно показано, предлагаемая EMMS дает сверхширокополосный RCSR, включающий внутриполосное и внеполосное излучение, одновременно обеспечивая широкополосное перестраиваемое излучение.

Выводы

В этой статье представлена ​​новая система кодирования EMMS со встроенным широкополосным перестраиваемым излучением и низким уровнем рассеяния. Анизотропный элемент с внутренне противоположными фазами при разном поляризованном падении принимается как составляющий элемент. Соответствующие питающие структуры позволяют анизотропному элементу действовать как излучатель. Управляя входными амплитудами и фазами на основе теории антенных решеток, можно по желанию добиться излучения LP, LHCP или RHCP. Кроме того, оптимизированная компоновка EMMS способствует широкополосному диффузионному рассеянию, в результате чего RCSR становится широкополосным. Таким образом, широкополосное излучение и низкое рассеяние могут быть одновременно достигнуты в предлагаемой EMMS, которая предлагает простую, гибкую и эффективную стратегию для разрешения конфликта между излучением и рассеянием. Стоит упомянуть, что EMMS может состоять из других альтернативных анизотропных элементов. Можно ожидать некоторой прикладной ценности в антеннах с изменяемой поляризацией, невидимости цели и т. Д.

Сокращения

ARBW:

Ширина полосы осевого отношения

EM:

Электромагнитный

EMMS:

Электромагнитные метаповерхности

L / RHCP:

Левая или правая круговая поляризация

LP:

Линейно поляризованный

Плата:

Печатная плата

RCSR:

Уменьшение поперечного сечения радара

SAA:

Алгоритм имитации отжига