Дельта-сигма-модулятор с непрерывным временным диапазоном и динамическим диапазоном 80 дБ с полосой пропускания 100 МГц и тактовой частотой 2,4 ГГц

Введение

В связи с растущими требованиями к приложениям беспроводной связи, таким как стандарты сотовой связи, аналого-цифровые преобразователи (АЦП) быстро развиваются, чтобы поддерживать более высокую полосу пропускания сигнала (BW) и динамический диапазон (DR). Требование BW в стандарте связи Long-Term-Evolution Advanced (LTE-A) возросло до 100 МГц. АЦП Найквиста, обычно конвейерные АЦП [1, 2], использовались в макробазовых станциях из-за их высокой полосы пропускания. Однако незаменимые входные буферы для управления переключаемыми входными конденсаторами с ограничением теплового шума и сглаживающий фильтр приводят к значительному энергопотреблению и сложности конструкции. Более того, тот факт, что конвейерные АЦП полагаются на точное межкаскадное усиление, которое определяет широкополосный остаточный усилитель с высоким коэффициентом усиления и технологию калибровки, приводит к сложности и рассеиванию мощности. Δ Σ АЦП известны своей высокой производительностью и энергоэффективностью за счет использования технологии передискретизации и шумоподавления. Однако требование коэффициентов передискретизации (OSR), которое обычно превышает 16 [3–6], определяет частоту дискретизации за пределами ГГц. Недавно Δ Σ Были предложены АЦП с полосой пропускания более 50 МГц с использованием наноразмерных КМОП-процессов, которые обеспечивают тактовую частоту до нескольких ГГц. Ранее высокая частота Δ Σ АЦП обычно используют реализации с непрерывным временем (CT) [3–9] вместо реализаций с дискретным временем (DT). Последний реализуется схемой переключаемого конденсатора, и его точность зависит от согласования конденсаторов, что означает надежную работу при изменении процесса. Кроме того, обеспечивается превосходная устойчивость к джиттеру тактовых импульсов, поскольку постоянные времени конденсаторов и переключателей достаточно малы. Однако, поскольку операция выборки выполняется перед модулятором, необходим фильтр сглаживания. С другой стороны, из-за требования к установке для обеспечения стабильности в каскадах операционные усилители в модуляторах DT реализованы с более широкой полосой пропускания с единичным усилением (UGBW), чем модуляторы CT. Таким образом, модуляторы DT могут обеспечивать высокую точность, но узкий сигнал [10, 11] и широко используются для реализации измерительных приложений, таких как интеллектуальные датчики и биомедицинская визуализация. Напротив, были более широкие попытки разработать модуляторы ТТ для высокочастотных приложений, чем модуляторы ТТ с сопоставимой сложностью и потребляемой мощностью.

Требуемая цель проектирования - более высокая BW в данном процессе определяет более низкий OSR из-за ограниченной тактовой частоты процесса. Для достижения достаточного DR требуется агрессивное формирование шума, реализованное с помощью высокого порядка передаточной функции шума, которое обычно выполняется каскадом петлевых фильтров и обычно равно или больше 3 в предыдущих работах. Однако увеличенные порядки контурных фильтров вызывают энергопотребление, нестабильность и сложность конструкции. Архитектура многокаскадного формирования шума (MASH) [6, 8], реализованная каскадным локальным управлением низкого порядка Δ Σ модуляторы без обратной связи друг с другом использовались для устранения проблем со стабильностью, но с чувствительностью к рассогласованию. Более того, модулятор с многобитовым квантователем получает условно высокий DR с экспоненциально увеличивающейся величиной компаратора.

В этой статье описывается модулятор CT в 40 нм CMOS, который обеспечивает 80 DR на полосе пропускания 100 МГц с потреблением 69,7 мВт с использованием процесса CMOS 40 нм. Эта статья организована следующим образом. В разделе «Метод» описывается топология модулятора и реализация схемы. В разделе «Результаты и обсуждение» показаны смоделированные результаты, а в разделе «Заключение» приводится краткое изложение этой работы.

Метод

На рисунке 1 представлена ​​общая схема предлагаемого ТТ 3-го порядка Δ Σ модулятор с несимметричной структурой для упрощения. Формирование шума 3-го порядка представляет собой отличный компромисс между динамическим диапазоном и стабильностью контура. Предлагаемый модулятор имеет частоту дискретизации 2,4 ГГц с OSR 12. Относительно высокий OSR в Δ Σ модуляторы с полосой пропускания более 100 МГц обеспечивают высокое динамическое сопротивление. Модулятор содержит три интегратора RC, 4-битный квантователь и 4-битный ЦАП с регулированием тока. Интеграторы реализованы в виде инновационных усилителей с прямой связью с малой мощностью рассеяния, обеспечивающих высокую энергоэффективность. ЦАП с обратной связью имеет дополнительную задержку на половину периода дискретизации, чтобы ослабить требования квантователя к метастабильности. Путь быстрой обратной связи, реализованный пассивным сумматором и управляемый непосредственно квантователем, реализует компенсацию избыточной задержки контура (ELD). Топология с прямой связью используется для повышения энергоэффективности за счет функции передачи внеполосного сигнала.

Общая схема предлагаемого одноконтурного 4-битного ТТ 3-го порядка Δ Σ модулятор с прямой топологией

Дизайн усилителя

Требуется высокий коэффициент усиления усилителя в Δ Σ модуляторы для обеспечения желаемой функции преобразования шума. Однако наноразмерные технологии, используемые для достижения тактовой частоты в несколько ГГц, страдают низким внутренним усилением. Поэтому для реализации достаточного усиления по постоянному току используется трехкаскадный усилитель, как показано на рис. 2. Топология с прямой связью и компенсация Миллера объединены для улучшения запаса по фазе без уменьшения полосы пропускания единичного усиления. Усилители с прямой связью были одним из популярных решений для достижения высокого усиления с адекватным UGBW и запасом по фазе (PM). Нуль в левой полуплоскости, вызванный трактом прямой связи, должен эффективно нейтрализовать отрицательный фазовый сдвиг полюсов. Это требует высокой крутизны усилителей в тракте прямой связи и потребляет значительную мощность. Преимущественная схема повторного использования тока смещения позволяет экономить электроэнергию, в то время как она ограничивает g . _м ценности. Недостаточно г _м обычно приводит к нулю за пределами UGBW и не может обеспечить адекватный запас по фазе. Оптимизированный ноль, расположенный ниже общего UGBW, обеспечивается добавлением компенсирующего конденсатора Миллера и резистора обнуления.

Топология предлагаемого трехкаскадного усилителя прямой связи с компенсацией Миллера

На рисунке 3 показана схема транзисторного уровня усилителя, используемого в первом интеграторе. Транзисторы M _1–4 образуют входной каскад усилителя, а транзисторы M _9,10 и M _13,14 образуют соответственно вторую и третью ступени. Транзисторы M _5-8 и M _11,12 создать два высокоскоростных тракта с прямой связью между входом и выходом, разделяя токи смещения с усилителями второго и третьего каскада. Синфазный выход первого каскада (CM) фиксируется локально. Выход CM второго и третьего каскада фиксируется путем обратной связи второго каскада через усилитель CMFB, M _7,8 и M _13,14 . На рис. 4а показан смоделированный отклик без обратной связи усилителя первого интегратора после компоновки при полной нагрузке, а на рис. 4b показан отклик без обратной связи. Первый интегратор достигает 3,6 ГГц UGBW и 57,8 ^∘ PM со всем эффектом нагрузки при потреблении 10,5 мВт от источника питания 1,2 В. Второй и третий интеграторы используют ту же топологию, но с масштабированными токами смещения, достигая UGBW 4,7 и 3,3 ГГц и PM 58,0 и 57,8 ^∘ при потреблении 4,3 и 17,3 мВт соответственно.

Схема усилителя на уровне транзистора

Пост-макет смоделировал результаты усилителя в 1-м интеграторе. а Отклик на переменный ток без обратной связи; б Реакция на переменный ток с обратной связью

Квантизатор и ЦАП

Как показано на схеме квантователя и ЦАП на рис. 5, каждый состоит из 16 элементарных ячеек. Квантователь реализован в виде 4-разрядного флэш-АЦП с 16-уровневым кодером, генерируемым из 17-ступенчатой ​​резистивной лестницы. Квантователь, продолжительность работы которого согласно требованиям ELD составляет менее половины периода выборки, чтобы гарантировать стабильность цикла, является ключевым блоком, ограничивающим максимальную полосу пропускания.

Упрощенная схема квантователей и ЦАП

Для реализации высокоскоростных импульсных АЦП используется трехступенчатая архитектура компаратора, состоящая из каскада предусилителя, каскада динамического компаратора и симметричной защелки установки и сброса (SR) [12], показанной на рис. 6. Предварительный усилитель для уменьшения смещения, относящегося к входу, представляет собой две дифференциальные пары резистивной нагрузки с переключателем сброса, подключенным к выходам для быстрого восстановления. В отличие от обычных динамических компараторов, дифференциальная пара и инверторы с перекрестной связью разделены на две части, чтобы минимизировать количество транзисторов на каждом пути тока для низковольтных источников питания. Когда часы переключаются на высокий уровень, динамические компараторы начинают принимать решение о сравнении, зависящем от входа. Затем оба выхода каждого динамического компаратора сбрасываются в 0 по мере того, как возврат тактового сигнала переходит с высокого на низкий, запуская регенерацию и фиксацию симметричной защелки SR. Поскольку активен только один транзистор в каждой ветви, симметричная структура защелки SR обеспечивает высокую способность управления нагрузкой. Это позволяет использовать транзистор небольшого размера со значительной скоростью выключения и низким энергопотреблением. Кроме того, это приводит к одинаковым задержкам обоих выходных сигналов. Защелки D перед модулями DAC имеют низкую чувствительность к уровню тактового сигнала, обеспечивая половину длительности ELD. Схема транзисторного уровня текущего блока ЦАП рулевого управления представлена ​​на рис. 7.

Транзисторная схема одного единичного элемента предлагаемого квантователя

Элемент блока ЦАП текущего рулевого управления PMOS

Результаты и обсуждение

Прототип Δ Σ Модулятор построен по 40-нм КМОП-технологии. Поскольку результаты постмоделирования отношения сигнал / шум и SDNR в зависимости от входной амплитуды на частоте 10,2 МГц, показанные на рисунке 8, достигают 80 дБ DR. На рисунках 9 и 10 показаны смоделированные спектры с однотональным входом - 3,52 дБФ на частотах 10,2 и 97 МГц, соответственно, поскольку 0 дБФ соответствует полной шкале модулятора 2,4 В (пиковая амплитуда). SNDR составляет 77,47 дБ и 76,53 дБ соответственно. Как показано на рис. 11, потребление модулятора составляет 69,7 мВт. Интегратор, квантователь и ЦАП потребляют соответственно 32,1 мВт, 25,4 мВт и 6,2 мВт. Мощность 6,0 мВт потребляется другими токами, включая тактовые буферы, токовые смещения и опорные напряжения. Модулятор достигает FOM Шрайера 171,6 дБ на основе DR. В таблице 1 эта работа сравнивается с несколькими ранее опубликованными работами. Предлагаемый модулятор обеспечивает широкую полосу пропускания при самом высоком FOM.

Пост-моделирование SNR и SNDR в зависимости от амплитуды входного сигнала при входной частоте 10,2 МГц

Постмоделированные спектры с однотональным входом на частоте 10,2 МГц

Постмоделированные спектры с однотональным входом на 97 МГц

Постмоделированная разбивка энергопотребления

Заключение

В этой работе мы предложили 4-битный CT 3-го порядка Δ Σ модулятор с одноконтурной топологией с прямой связью. Этот модулятор разработан по 40-нм КМОП-технологии и обеспечивает динамическое восстановление 80 дБ в полосе пропускания 100 МГц при тактовой частоте 2,4 ГГц. Конструкция усилителя с малой мощностью рассеяния обеспечивает высокую энергоэффективность, а модулятор потребляет 69,7 мВт от источника питания 1,2 В и обеспечивает FOM Шрайера 171,6 дБ.

Доступность данных и материалов

Все данные, полученные или проанализированные в ходе этого исследования, включены в эту опубликованную статью.

Сокращения

АЦП:

Аналого-цифровые преобразователи

BW:

Пропускная способность

CT:

Непрерывное время

DR:

Динамический диапазон

DT:

Дискретное время

ELD:

Избыточная задержка петли

LTE-A:

Продвинутое долгосрочное развитие

OSR:

Коэффициенты передискретизации

PM:

Запас по фазе

UGBW:

Пропускная способность Unity-gain