Регулятор напряжения с усилением переходных процессов со стабильностью и повышением отклонения источника питания

Подробная схема предлагаемого ВР

Предлагаемый VR в основном включает в себя пять подмодулей:смещение тока, OCP, DLT, EA и выходной каскад. Цепь смещения тока обеспечивает ток смещения для всей системы регулятора [12, 14]. Опорное напряжение можно генерировать разными способами [1], и подробная схема здесь не показана. Встроенный контур ограничения тока функционирует как цепь OCP для ограничения тока нагрузки до заданного значения. Схема улучшения переходных процессов, которая реализована в DLT, достигает перерегулирования и подавления отрицательных выбросов за счет адаптивного изменения тока нагрузки во время переходной процедуры. Контур регулирования с отрицательной обратной связью формируется EA и выходным силовым каскадом для регулировки выходного напряжения. Предполагая, что выходное напряжение V _ВЫХОД и, следовательно, напряжение обратной связи V _FB было ниже желаемого значения, напряжение на затворе силового транзистора DN1 будет увеличиваться с помощью контура регулирования для увеличения выходного напряжения, и наоборот. Наконец, выходное напряжение может стабилизироваться на

На рис. 1 можно заметить, что выходное напряжение предлагаемого VR также питает первый каскад усиления EA, который называется SPT. С помощью этого метода мультиплексирования мощности большинство устройств в контуре регулирования могут быть реализованы с помощью низковольтных устройств. По сравнению со своими высоковольтными аналогами низковольтные устройства имеют более высокие характеристики, более низкую стоимость и меньшую площадь, что значительно упрощает достижение хорошей регулирующей способностью предлагаемого контура регулирования. Что касается второй ступени EA, Q3 и Q4 добавлены для подъема шины заземления, которая используется для ограничения напряжения сток-исток M7, V _{DS_M7} . Другими словами, Q3 и Q4 могут предотвратить M7 от высокого напряжения.

Для простоты упрощенная схема используется для иллюстрации инновационных идей в последующем анализе.

Предлагаемая схема OCP

На рисунке 2 показана предлагаемая схема OCP. Предлагаемый контур ограничения тока может автоматически изменять режим работы в соответствии с различными условиями нагрузки. Максимальный ток предлагаемого VR может быть ограничен за счет уменьшения напряжения на затворе силового транзистора при возникновении перегрузки.

Принцип предлагаемого OCP

Механизм предлагаемого ОКП следующий. Пробоотборный транзистор DN2 пропорционально определяет ток, протекающий через DN1, который приблизительно равен току нагрузки I . _{Загрузить} , что делает падение напряжения на R _S1 , V _RS1 , отражают текущий уровень нагрузки. Один раз V _RS1 достигает напряжения включения QS1, HV8 и HV9 образует токовое зеркало для обхода тока от второй ступени EA. Затем можно уменьшить напряжение затвора DN1, чтобы ограничить ток нагрузки до заданного значения, которое можно выразить как

где N - отношение размерного фактора DN1 к DN2. Назначение Q5 и HV6 - обеспечить правильное напряжение смещения для HV7 и, таким образом, защитить QS1 от состояния перенапряжения.

В предлагаемой OCP встроена петля отрицательной обратной связи. Коэффициент усиления контура T и доминирующий полюс p _{доминирующий} этого контура ограничения тока может быть задано как,

где g _{m_DN2} и g _{m_QS1} - крутизна DN2 и QS1 соответственно. R _{gate_OC} ≈ ( г _{m_HV10} г _{o_HV10} г _{o_M10} ) || г _{o_M7} || г _{o_HV9} и C _ворота ≈ C _{gs_DN1} - эквивалентное выходное сопротивление и емкость в затворе силового транзистора DN1 при возникновении перегрузки по току соответственно. Когда предлагаемый VR обычно работает без перегрузки по току, HV9 находится в области отсечки, и, следовательно, эквивалентное выходное сопротивление в узле затвора DN1 называется R _ворота может быть выражено как [( g _{m_HV10} г _{o_HV10} г _{o_M10} ) || г _{o_M7} ].

Предлагаемая схема DLT и улучшения переходных процессов

На рисунке 3 показана схема улучшения переходных процессов с использованием DLT. Поскольку ток нагрузки пропорционален Vgs_DN1 и обратно пропорционален Vsg_M9, ток, протекающий через M9, больше в условиях малой нагрузки и близок к нулю в условиях большой нагрузки. Следовательно, по мере увеличения тока нагрузки в общую выходную нагрузку может быть внесен уменьшенный ток. С помощью этого метода эту схему можно уравнять с динамической нагрузкой, что может быть полезно как для улучшения переходных процессов, так и для повышения стабильности контура регулирования.

Предлагаемая схема улучшения переходных процессов

Подробный принцип работы улучшения переходных процессов заключается в следующем. Если ток нагрузки внезапно уменьшается, ток, протекающий через силовой транзистор DN1, не изменится сразу из-за ограниченной способности регулирования контура и скорости нарастания. Этот ток, показанный на рис. 4a желтым путем, вызовет выброс выходного напряжения и, таким образом, увеличит падение напряжения на R _S2 и M9. Затем дополнительный ток, протекающий через R _S2 и M9, показанный на рис. 4a как синий путь, генерируется на регулируемом выходе для компенсации нежелательного тока желтого пути. Таким образом, скачки выходного напряжения эффективно уменьшаются.

Переходный отклик предлагаемой VR. а изменение тока тяжелой нагрузки на легкую. б изменение тока от легкой до большой нагрузки

На рис. 4b показан случай изменения тока нагрузки с легкой на большую, когда на регулируемом выходе происходит выброс, а затем ток, протекающий через R _S2 и M9 уменьшается. Это может быть эквивалентно обеспечению пониженной токовой нагрузки, поэтому чистый ток, протекающий через силовой транзистор DN1, увеличивается, и может быть достигнуто подавление провалов напряжения.

Для защиты M9 от перегрузки по току добавлены QS2 и D1. Когда напряжение на R _S2 больше, чем напряжение включения QS2, дополнительный ток будет течь в QS2 и D1. Максимальный ток в M9 установлен на

Назначение D1 - предотвратить падение QS2 в область обратного усиления и прохождение в ней обратного тока, что является ненормальным состоянием функции ограничения тока M9.

Повышение стабильности предлагаемой виртуальной реальности

Как показано на рис. 5, имеется три полюса ω _p1 , ω _p2 , и ω _p3 , и два нуля ω _z1 и ω _z2 в контуре управления, а коэффициент усиления предлагаемого VR составляет

Распределение полюсов и нулей предлагаемой ВР

где A _O - коэффициент усиления разомкнутого контура VR, а β коэффициент обратной связи,

где A _CD0 ≈ 1 - низкочастотный коэффициент усиления силового каскада, который работает как повторитель напряжения, а A _E0 - низкочастотное усиление советника,

Учитывая эффект Миллера и паразитную емкость в узле затвора DN1, полюса и нули записываются как [13]

где R _DLT - эквивалентное сопротивление переходной схемы усиления; C _ВЫХОД выходной конденсатор предлагаемого ВР.

Поскольку компенсационный конденсатор C _C увеличивается на ( g _{m_M7} R _ворота ) из-за эффекта Миллера в узле p1 полюс ω _p1 является доминирующим полюсом. Второй полюс должен быть ω _p3 , потому что C _ВЫХОД обычно находится в пределах нескольких микрофарад. Хотя паразитный конденсатор C _ворота относительно велика, она все же меньше эквивалентной емкости в узле p1 и выходного конденсатора. Кроме того, сопротивление в узле p2 составляет всего 1 / g . _{m_M7} . Следовательно, полюс ω _p2 находится на высокой частоте. Нулевой ω _z1 отменяет полюс средних частот ω _p3 . Резистор R ₀ генерирует нулевой ω _z2 для компенсации внутреннего паразитного полюса ω _p2 . Стабильность предлагаемого ВР может быть улучшена резистором R . ₀ увеличивается. Однако резистор R ₀ увеличит погрешность выходного напряжения из-за падения напряжения, вызванного током нагрузки. Следовательно, резистор R ₀ должен быть установлен в разумное значение, чтобы найти хороший компромисс между точностью выходного напряжения и стабильностью контура.

В обычном регуляторе напряжения без DLT полюс на выходном узле будет иметь другую частоту из-за изменения тока нагрузки, индуцированного изменением крутизны силового транзистора. По мере увеличения тока нагрузки крутизна силового транзистора g _{м _DN1} увеличится, и, таким образом, выходной полюс будет двигаться в сторону высокой частоты, в то время как другие нули и полюса останутся в том же положении, как показано на рис. 6a. Это может затруднить частотную компенсацию системы и замедлить переходные процессы в условиях небольшой нагрузки. А если серьезно, то система может работать нестабильно.

Амплитудно-частотная характеристика регулятора напряжения. а Стабилизатор напряжения без техники динамической нагрузки. б Предлагаемый регулятор напряжения с динамической нагрузкой

С помощью предложенного DLT представленный VR имеет лучшую устойчивость при различных нагрузках. Как было проанализировано ранее, ток в цепи динамической нагрузки уменьшается по мере увеличения тока нагрузки в установившемся режиме и наоборот. Поскольку этот ток обеспечивается DN1, он может подавлять изменения крутизны DN1 в более широком диапазоне тока нагрузки, что полезно для стабильности системы и постоянства полосы пропускания в более широком диапазоне нагрузки за счет использования предлагаемого DLT. Частотная характеристика предлагаемого VR представлена ​​на рис. 6b, что может гарантировать стабильность при быстром переходном процессе.

Выходной конденсатор устанавливает положение нуля ω _z2 . Размещая нулевой полюс разумно, система будет иметь лучшую стабильность при различных C _ВЫХОД .

Анализ PSR предлагаемой виртуальной реальности

PSR является одним из критических параметров для измерения характеристик регуляторов напряжения, и он относится к способности подавления высокочастотных пульсаций и шума, возникающих из-за напряжения питания. В этом разделе принят метод анализа PSR, предложенный Gupta 12, основная идея которого состоит в том, чтобы упростить всю систему регулятора в виде модели делителя напряжения. Как показано на рис. 7, есть два пути шума от V _дд в V _вне :путь 1 напрямую передает шум со стока силового транзистора DN1 на V _вне ; путь 2 - от второго каскада ЭА до затвора силового транзистора DN1. Эффект пути 2 можно выразить как

PSR анализ предлагаемой VR

Как показано в (15), A _путь2 является довольно малогабаритным с помощью предложенной конструкции SPT и каскодного токового зеркала. Это делает влияние пути 1 доминирующим в анализе PSR.

Упрощенная модель PSR предлагаемой VR показана на рис. 8, где r _{o_DN1} - выходное сопротивление силового транзистора DN1, учитывающее шумовой тракт 1, управляемый источник тока исходит из шумового тракта 2, Z _B состоит из R _F1 , R _F2 , R ₀ , и C _ВЫХОД действует как фильтр на высоких частотах, и Z _{SH_FB} - эквивалентный импеданс, включая функцию контура отрицательной обратной связи. Я _{SH_FB} может быть выдан

Упрощенная модель PSR

где g _{m_DN1} крутизна силового транзистора DN1. Следовательно, передаточная функция PSR может быть выражена как

Умышленно установив собственное усиление HV10 намного больше, чем у силового транзистора DN1, g _{m_DN1} г _{o_DN1} А _путь2 <<1 может быть достигнуто, и, таким образом, управляемым источником тока можно пренебречь. Выражение PSR можно упростить следующим образом:

Поскольку Z _B и Z _{SH_FB} будет меняться при изменении частоты, необходимо проанализировать частотную характеристику PSR.

Низкая частота

На низкой частоте усиление EA очень велико, и C _ВЫХОД можно рассматривать как разомкнутую цепь. Таким образом, Z _B >> Z _{SH_FB} и PSR можно записать как

Средняя частота

Импеданс Z _{SH_FB} увеличится, потому что усиление контура уменьшается на средней частоте. На этом этапе Z _{SH_FB} все еще невелик, и на PSR в основном влияет усиление контура. Что касается (7), PSR можно выразить как

Как показано в (20), PSR ухудшается, а шум выходного напряжения становится более серьезным при увеличении частоты в пределах частоты с единичным усилением.

Высокая частота

Из-за увеличения частоты Z _{SH_FB} становится большим и в конечном итоге приближается к 1 / g _{m_DN1} . Импеданс C _ВЫХОД становится меньше, но по-прежнему намного больше, чем R ₀ . Итак, R ₀ может быть опущен, как и раньше. Высокочастотный PSR зависит от деления напряжения между r _{o_DN1} и 1 / г _{m_DN1} параллельно с C _ВЫХОД , который может быть представлен как

На высокой частоте шум на выходе напряжения может быть значительно подавлен из-за эффекта C _ВЫХОД .

Как было проанализировано ранее, хорошая антишумовая способность во всем частотном диапазоне предлагаемого VR гарантируется тремя аспектами. Во-первых, принимается высокое усиление контура; Во-вторых, SPT снижает влияние шума источника питания на затвор силового транзистора; В-третьих, выходной конденсатор С _ВЫХОД может улучшить PSR на высоких частотах с помощью свойства фильтрации.