Самосмещенный опорный источник напряжения 180 нм достигает 80 дБ PSRR — низкое потребление, высокая точность температурной компенсации

Аннотация

В этой статье представлен улучшенный самосмещенный опорный источник напряжения (BGR) с высоким коэффициентом подавления пульсаций питающего напряжения (PSRR). Операционный усилитель, формирующий обратную связь, мультиплексируется с генерацией напряжения с положительным температурным коэффициентом (ТК) для снижения потребления энергии, где смещение напряжения используется для достижения напряжения, пропорционального абсолютной температуре (PTAT). При генерации температурно-независимого опорного напряжения одновременно реализуются две обратные связи для улучшения PSRR, которые формируют локальный отрицательный цикл обратной связи (LNFL) и глобальный самосмещенный цикл (GSBL). Предлагаемый BGR реализован в 180-нм BCD технологии, результаты показывают, что генерируемое опорное напряжение составляет 2,506 В, а ТК — 25 ppm/°C в диапазоне температур от −55 до 125 °C. Чувствительность к линии питания (LS) составляет 0,08 ‰/В. Без какого-либо фильтрующего конденсатора PSRR составляет 76 дБ на низких частотах, более 46 дБ до 1 МГц.

Введение

Опорный источник напряжения — один из ключевых модулей в электронных системах, широко используемый в медицинской электронике, управлении питанием, беспроводных экологических сенсорах и коммуникационных схемах. С улучшением технологий площадь кристалла продолжает сокращаться, а помехоустойчивость — увеличиваться, и требования к структурной оптимизации и шумостойкости опорного источника напряжения драматически возрастают, особенно в наномасштабных приложениях.

Конвенциональные схемы опорного источника напряжения (BGR) требуют дополнительных блоков схем для обеспечения смещающего тока для всей схемы, что значительно увеличивает площадь кристалла и потребление энергии. Одновременно генерируемый смещающий ток сильно зависит от температуры, что влияет на температурный коэффициент (ТК) опорного напряжения. Сообщается о множестве техник высокого порядка компенсации для улучшения ТК, таких как кусочная компенсация кривизны, экспоненциальная компенсация кривизны, компенсация на основе утечки квадратного корня (LSRC) и т.д. Другой недостаток конвенциональной схемы BGR — она сильно влияет на внешнюю среду, и выходное напряжение нестабильно, что является фокусом данной статьи.

Коэффициент подавления пульсаций питающего напряжения (PSRR) — важный параметр для измерения шумостойкости опорного источника напряжения. Конвенциональные решения для улучшения PSRR достигаются за счет площади кристалла и потребления энергии, таких как дополнительные усилители, транзисторы с длинным каналом, каскодные структуры, дополнительные каскады усиления и т.д. Активный аттенюатор и компенсация адаптации импеданса применялись для улучшения PSRR на низких и высоких частотах соответственно. Yue et al. использовали каскодные зеркала тока для улучшения PSRR. Техники смещения подложки и отрицательной обратной связи использовались для высокого PSRR.

Для преодоления вышеупомянутых проблем в данной краткой статье предлагается улучшенный самосмещенный BGR с высоким PSRR. Две обратные связи реализуются одновременно для улучшения PSRR, формируя локальный отрицательный цикл обратной связи (LNFL) и глобальный самосмещенный цикл (GSBL). Одновременно достигается источник самосмещенного тока (SBCS) для всего BGR. В стационарном состоянии предложенный BGR самопитание через GSBL без дополнительных модулей смещения тока и площади кристалла. Предлагаемая техника разделяет напряжение питания от выходного опорного напряжения через усилитель тока, встроенный в GSBL, что эффективно улучшает PSRR. Кроме того, для предотвращения нестабильности выходного напряжения, LNFL спроектирован на выходном напряжении для поддержания стабильности выходного напряжения. Более того, температурно-стабильное опорное напряжение генерируется с LNFL и GSBL мультиплексирующим способом. С этими методами самосмещенный BGR с улучшением PSRR реализован со компактной структурой и потреблением тока.

Метод

Как показано на рис. 1, предложенная схема BGR состоит из схемы запуска, усилителя тока, операционного усилителя и ядра опорного источника напряжения. Схема запуска используется для устранения нулевой вырожденной точки. Встроенное смещение напряжения в усилителе устанавливается пропорциональным абсолютной температуре (PTAT) напряжением, что может реализовать PTAT ток через резистор R1. С положительным ТК напряжения на R1 и R2, отрицательный ТК VBE(Q5) и VBE(Q4) может быть надлежащим образом скомпенсирован для достижения температурно-стабильного опорного напряжения в узле VREF. Одновременно LNFL формируется с помощью усилителя для улучшения производительности. В сочетании с усилителем тока в верхней части рис. 1, GSBL реализуется для дальнейшего улучшения PSRR. Детальная реализация предложенного BGR показана на рис. 2.

Схема запуска

Схема запуска показана в левой части рис. 2. В начале стадии запуска выходное напряжение VREF находится на низком уровне, что держит MN8 и MN9 выключенными. Ток через MP1_1 используется для генерации пускового тока к MP5, где MP1_1 работает как большое сопротивление с довольно малым отношением сторон. Напряжение на VREF будет постепенно заряжаться пусковым током. Когда напряжение на VREF превышает минимальное рабочее напряжение части ядра опорного источника, генерируется смещающий ток для усилителя. Это приведет BGR к желаемой рабочей точке. Одновременно транзисторы MN8 и MN9 постепенно включаются, что переключает питание тока MP5 на самосмещенный ток, генерируемый в ядре опорного источника. После завершения запуска пусковой ток не отключается для перерегулировки VREF в случае падения опорного напряжения по какой-либо причине.

Генератор SBCS

В предложенном BGR есть два цикла SBCS, которые полезны для улучшения производительности. Первый находится в хвостовом токе усилителя. PTAT ток через транзистор Q4 зеркалируется в Q3. Однако ток через Q4 определяется напряжением на резисторе R1, которое зажимается на входном смещении напряжения усилителя. Из-за одинаковых отношений сторон MP7 и MP8, входное смещение напряжения усилителя может быть выражено как VOS = VT ln N, где N — отношение площадей Q1 и Q2, VT — тепловое напряжение. Следовательно, ток в усилителе и части ядра опорного источника является PTAT током, который может быть задан как IR1 = VT ln N / R1. Ток ядра опорного источника зеркалируется в усилитель как хвостовой ток, формируя первый самосмещенный цикл.

Второй цикл SBCS состоит из усилителя тока. PTAT ток, показанный в уравнении (2), зеркалируется в усилитель тока зеркалом тока MP7 и MP6. Затем ток I усиливается в K раз как источник тока к узлу VREF, что можно описать как K = k1 k2, где k1 = SMN6/SMN7, k2 = SMP3/SMP2, Si — отношение сторон транзистора i. Следовательно, ток KI повторно вводится в усилитель и части ядра опорного источника, формируя второй самосмещенный цикл.

Для гарантии правильной работы с низким потреблением энергии ток KI должен быть немного больше минимального требования тока усилителя и ядра опорного источника. В предложенном проекте токи через MP6, MP7 и MP8 установлены на одном уровне I. Ток через ядро опорного источника составляет 2I. Следовательно, соотношение 6 ≥ K > 5 должно выполняться.

Генератор VREF

Генератор VREF показан в правой части рис. 2, который состоит из усилителя и ядра опорного источника. Как показано в уравнении (2), PTAT смещение напряжения усилителя мультиплексируется циклами SBCS. Это делает ток через R1, R2 и RTrimming PTAT током, который используется как температурная компенсация отрицательного ТК Q4 и Q5. Генерируемое опорное напряжение VREF может быть выражено как VREF = 2VBE + (1 + (R2 + RTrimmin)/R1) VT ln N. С регулировкой отношения (R2 + RTrimmin)/R1 может быть реализовано температурно-скомпенсированное опорное напряжение с низким температурным дрифтом.

Обратная связь

LNFL устанавливается в усилителе и ядре опорного источника, который формируется двумя малыми LNFL. Первый, loop1, идет от входа усилителя к VREF и обратной связи к входу усилителя. Второй, loop2, идет от VREF через ядро опорного источника к хвостовому току усилителя и обратной связи к VREF. Для loop1 существуют положительная и отрицательная обратная связи двойные локальные циклы с входом усилителя. Положительный цикл обратной связи состоит из Q5, R2, R1, Q1, MP8 и MX. Отрицательный цикл обратной связи состоит из Q5, R2, Q2 и MX. Усиление положительного и отрицательного циклов обратной связи выводится как... [формулы 5-6]. Поскольку эффект отрицательного цикла обратной связи сильнее, чем положительного, loop1 ведет себя как цикл обратной связи, чья характеристика может быть выражена как... [формулы 7-8]. Что касается loop2, производительность может быть задана как... [формулы 9-10]. В результате общий коэффициент усиления LNFL составляет... [формулы 11-12]. Учитывая уравнение (2), уравнение (11) можно переписать как... [формула 12]. Поскольку N = 8 в предложенном проекте, это делает ноль z0 примерно равным двум полюсам p1, что может расширить полосу пропускания цикла LNFL в два раза.

GSBL формируется усилителем тока, ядром опорного источника и усилителем, который может обеспечивать смещающий ток для всей схемы самосмещенным методом с улучшенной производительностью PSRR. Коэффициент усиления цикла GSBL может быть задан как... [формула 13]. Основной эффект транзистора MX — снижение эквивалентного импеданса на VREF для удобства компенсации цикла. TGSBL устанавливается меньше единицы в предложенном проекте, что позволяет избежать генераций. С помощью LNFL и GSBL стабильность генерируемого опорного напряжения VREF может быть значительно улучшена.

PSRR предложенного опорного источника напряжения

Для упрощения расчета PSRR предложенной схемы сначала вычисляется эквивалентное сопротивление части, запитанной от опорного напряжения VREF. Диаграмма расчета этой части показана на рис. 3. Рисунок 4a показывает малую сигнальную модель для расчета эквивалентного сопротивления ветвей схемы 1, 2, где текут токи I1 и I2 на рис. 3 соответственно. Тогда эквивалентное сопротивление Req1,2 может быть выражено как... [формула 14]. Поскольку напряжение на затворе MP6 на рис. 2 определяется дренайным напряжением MP7, затухание шума питания (PSNA) в узле M также должно быть рассчитано, которое может быть задано как... [формула 15]. Как заявлено в уравнении (15), шум питания мало влияет на напряжение затвор-исток MP6. Это заставляет MP6 действовать как высокое сопротивление ro,MP6, которое разделяет воздействия шума от частей усилителя и ядра опорного источника.

Эквивалентное сопротивление ветви с I3 на рис. 3 может быть выведено по рис. 4b, что может быть выражено как... [формула 16]. Малая сигнальная модель эквивалентного сопротивления ветви с I4 на рис. 3 показана на рис. 4c, что составляет... [формула 17]. Следовательно, малая сигнальная эквивалентная сопротивление усилителя и частей ядра опорного источника на рис. 3 составляет... [формула 18]. Следовательно, общий PSRR предложенного опорного источника напряжения может быть проиллюстрирован на рис. 5. PSRR может быть задан как... [формула 19]. Поскольку gm ro >> 1 обычно верно, влияние шума питания на генерируемое опорное напряжение сильно подавляется.

Результаты и обсуждение

Опорный источник напряжения реализован в 180-нм BCD процессе, компоновка показана на рис. 6, занимающая активную площадь 0,05690 мм².

Моделируемые временные диаграммы запуска показаны на рис. 7, иллюстрирующие переходный процесс с установлением напряжения питания. Когда напряжение питания мало, вся опорная схема не полностью работает, что означает, что ток ветви запуска очень мал, а опорное напряжение поддерживается на нуле. С ростом напряжения питания генерируемое опорное напряжение сначала стабилизируется примерно на 2VBE из-за аномальной работы части усилителя на рис. 2. Когда напряжение питания увеличивается выше минимально необходимого напряжения питания предложенного BGR, ядерный операционный усилитель начинает работать, и опорное напряжение быстро стабилизируется на желаемом значении. Кроме того, пусковой ток падает примерно до нуля с желаемым опорным напряжением, в то время как предложенный SBCS занимает место питания тока с GSBL. Потребление энергии схемы запуска составляет небольшую часть от потребления чипа.

Температурные характеристики генерируемого опорного напряжения VREF показаны на рис. 8. Вариация напряжения VREF в диапазоне −55 °C ~ 125 °C составляет 11,3 мВ, где достигается ТК 25 ppm/°C.

Рис. 9 демонстрирует чувствительность к линии питания (LS) выходного опорного напряжения. Предложенный BGR может быть успешно установлен при напряжении питания свыше 3 В, и вариация VREF составляет 0,2 мВ в диапазоне 3–5 В напряжения питания. Это означает хорошую LS 0,08‰/В.

Улучшенная производительность PSRR проиллюстрирована на рис. 10, которая имеет PSRR 76 дБ, согласующуюся с теоретическими результами в уравнении (19) на низких частотах и выше 46 дБ до 1 МГц.

Конвенциональный бинарный метод тримминга подходит для предложенного BGR, который использует 8-битный тримминг для RTrimming. Это может реализовать шаг тримминга 9 мВ/LSB. Таблица 1 показывает производительность триммированного опорного источника напряжения с 3–5 В напряжением питания и диапазоном температур −55 ÷ 125 °C под разными процессными углами, включая типичные, медленные и быстрые случаи. Как показано в Таблице 1, температурный дрифт в пределах 0,6%, LS ниже 0,12‰/В, и PSRR выше 71 дБ@10 Гц.

Таблица 2 дает сводку характеристик предложенного опорного источника напряжения и сравнение с некоторыми ранее сообщенными опорными источниками напряжения. Поскольку предложенный опорный источник напряжения направлен на высокую стабильность питания, в этой статье не используется высокого порядка температурная компенсация. Следовательно, ТК работ [11,12,13], которые в основном фокусируются на температурной или энергетической оптимизации, меньше, чем у предложенного опорного источника напряжения. ТК предложенного опорного источника напряжения может быть дополнительно оптимизирован с методами компенсации кривизны, сообщенными в литературе, по мере необходимости. С предложенной компактной структурой LNFL и GSBL реализуются с температурно-независимым опорным напряжением одновременно, что обеспечивает лучшую производительность PSRR и LS в Таблице 2.

Заключение

В этой статье представлен компактный самосмещенный BGR с высоким PSRR. PTAT напряжение реализовано операционным усилителем с асимметричным входным смещением напряжения, и отрицательное температурное напряжение накладывается для генерации выходного опорного напряжения. Одновременно две обратные связи, LNFL и GSBL, реализуются одними и теми же частями для температурной стабильности, что снижает структурную сложность. Это приводит к самообеспеченности питающего тока и улучшению чувствительности к питанию с высоким PSRR.

Доступность данных и материалов

Все данные, сгенерированные или проанализированные в ходе этого исследования, включены в эту опубликованную статью.

Аббревиатуры

BGR:

Опорный источник напряжения (Bandgap reference)

PSRR:

Коэффициент подавления пульсаций питающего напряжения (Power supply rejection ratio)

TC:

Температурный коэффициент (Temperature coefficient)

PTAT:

Пропорциональный абсолютной температуре (Proportional to absolute temperature)

LNFL:

Локальный отрицательный цикл обратной связи (Local negative feedback loop)