Эталонное значение ширины запрещенной зоны 180 нм с самосмещением и улучшением высокого PSRR

Аннотация

В этой статье представлен улучшенный эталон ширины запрещенной зоны (BGR) с высоким коэффициентом подавления источника питания (PSRR). Операционный усилитель, создающий контур обратной связи, мультиплексируется с генерацией напряжения с положительным температурным коэффициентом (TC) для снижения энергопотребления, при этом напряжение смещения принимается для достижения напряжения, пропорционального абсолютной температуре (PTAT). При генерации независимого от температуры эталонного сигнала одновременно реализуются две петли обратной связи для повышения PSRR, которые образуют локальную петлю отрицательной обратной связи (LNFL) и глобальную петлю с самосмещением (GSBL). Предлагаемый BGR реализован по технологии 180 нм BCD, результаты которой показывают, что генерируемое опорное напряжение составляет 2,506 В, а TC составляет 25 ppm / ° C в диапазоне температур от -55 до 125 ° C. Чувствительность линии (LS) составляет 0,08 ‰ / В. Без фильтрующего конденсатора PSRR составляет 76 дБ на низких частотах, от 46 дБ до 1 МГц.

Введение

Опорное напряжение - один из основных модулей в электронных системах, который широко используется в медицинской электронике, системах управления питанием, беспроводных датчиках окружающей среды и схемах связи. По мере совершенствования технологии площадь кристалла продолжает сокращаться, а его противоинтерференционная способность продолжает расти, а требования к оптимизации конструкции и помехоустойчивости источника опорного напряжения резко возрастают, особенно в наноразмерных приложениях [1].

Обычные схемы с эталонной запрещенной зоной (BGR) требуют дополнительных схемных блоков для обеспечения тока смещения для всей схемы, что значительно увеличивает площадь схемы и энергопотребление. В то же время на генерируемый ток смещения сильно влияет температура, которая влияет на температурный коэффициент (TC) опорного напряжения. Сообщалось о множестве методов компенсации высокого порядка для улучшения TC, таких как компенсация кусочной кривизны [2], компенсация экспоненциальной кривизны [3], компенсация квадратного корня на основе утечек (LSRC) [4] и так далее. Еще одним недостатком традиционной схемы BGR является то, что она сильно зависит от внешней среды и выходное напряжение нестабильно, что является предметом внимания данной статьи.

Коэффициент подавления источника питания (PSRR) - важный параметр для измерения помехоустойчивости источника опорного напряжения. Традиционные решения для улучшения PSRR достигаются за счет площади кристалла и потребляемой мощности [5], такие как дополнительные усилители, транзисторы с длинным каналом, каскодные структуры [6], дополнительный каскад усиления [7] и так далее. Активный аттенюатор и компенсация адаптации импеданса были приняты в [8] для улучшения PSRR на низких и высоких частотах соответственно. Юэ и др. [9] использовали каскодные зеркала тока для улучшения PSRR. В [10] для высокого PSRR использовались методы смещения тела и отрицательной обратной связи.

Чтобы преодолеть вышеупомянутые проблемы, в этом обзоре предлагается улучшенный самосмещенный BGR с высоким PSRR. Две петли обратной связи реализуются одновременно для улучшения PSRR, которые образуют локальную петлю отрицательной обратной связи (LNFL) и глобальную петлю с самосмещением (GSBL). Между тем, достигается источник тока самосмещения (SBCS) для всей BGR. В установившемся режиме предлагаемый BGR получает питание от GSBL без дополнительных модулей тока смещения и площади кристалла. Представленный метод отделяет напряжение питания от выходного опорного напряжения с помощью усилителя тока, встроенного в GSBL, что может эффективно улучшить PSRR. Кроме того, чтобы предотвратить нестабильность выходного напряжения, на клемме выходного напряжения разработан LNFL, обеспечивающий стабильность выходного напряжения. Более того, термостабильное опорное напряжение генерируется с помощью LNFL и GSBL с мультиплексированием. С помощью этих методов реализуется самосмещенный BGR с высоким улучшением PSRR с уплотненной структурой и потребляемым током.

Метод

Как показано на рис. 1, предлагаемая схема BGR состоит из пусковой схемы, усилителя тока, операционного усилителя и эталонного сердечника с запрещенной зоной. Схема запуска используется для избавления от точки нулевого вырождения. Встроенное напряжение смещения в усилителе устанавливается пропорционально напряжению абсолютной температуры (PTAT), которое может реализовать ток PTAT через резистор R1. Если положительный ТС напряжения на R1 и R2, отрицательный ТС V _{BE (Q5)} и V _{BE (4 квартал)} может быть надлежащим образом отключен для достижения стабильного по температуре опорного напряжения в узле V _REF . В то же время LNFL формируется с помощью усилителя для улучшения характеристик. В сочетании с усилителем тока, показанным в верхней части рис. 1, реализован GSBL для дальнейшего улучшения PSRR. Подробная реализация предложенного BGR показана на рис. 2.

Эквивалентная архитектурная схема предлагаемого источника опорного напряжения

Схема предлагаемого источника опорного напряжения

Цепь запуска

Схема запуска показана в левой части рис. 2. В начале этапа запуска выходное напряжение V _REF находится на низком уровне, что отключает MN8 и MN9. Ток через MP1_1 используется для генерации пускового тока MP5, где MP1_1 представляет собой большое сопротивление с довольно малым соотношением сторон. Напряжение при В _REF будет постепенно заряжаться пусковым током. Когда напряжение на В _REF превышает минимальное рабочее напряжение части сердечника с запрещенной зоной, будет генерироваться ток смещения для усилителя. Это приведет BGR к желаемой рабочей точке. В то же время транзисторы MN8 и MN9 будут постепенно включаться, что переключает ток питания MP5 на ток самосмещения, генерируемый в запрещенной зоне. После завершения запуска пусковой ток не отключается для V _REF перенастройка в случае падения опорного напряжения по каким-либо причинам [11].

Генератор SBCS

В предлагаемом BGR есть два цикла SBCS, которые полезны для повышения производительности [1]. Первый расположен на хвостовом токе усилителя. Ток PTAT через транзистор Q4 отражается в Q3. Однако ток через Q4 определяется напряжением на резисторе R1, которое ограничено входным напряжением смещения усилителя. Из-за того же соотношения сторон MP7 и MP8 входное напряжение смещения усилителя может быть выражено как

$$ {V} _ {OS} ={V} _T \ ln N $$ (1)

где N - соотношение площадей Q1 и Q2, а V _Т - тепловое напряжение. Следовательно, ток в усилителе и частях сердечника запрещенной зоны равен току PTAT, который может быть задан как

$$ {I} _ {R1} ={V} _T \ ln N / {R} _1 $$ (2)

Ток опорного сердечника с шириной запрещенной зоны отражается в усилителе как остаточный ток, образуя первый самосмещенный контур.

Второй контур SBCS состоит из усилителя тока. Ток PATA, показанный в уравнении (2), отражается в усилителе тока токовым зеркалом MP7 и MP6. Затем текущий, I , усиливается на K в качестве текущего источника для узла VREF, который можно описать как

$$ K ={k} _1 {k} _2 $$ (3)

где k ₁ = S _{MN 6} / S _{MN 7} , k ₂ = S _MP3 / S _MP2 , S _я это соотношение сторон транзистора i . Таким образом, нынешний, KI , повторно вводится в детали усилителя и запрещенной зоны сердечника, что создает вторую петлю самосмещения.

Чтобы гарантировать правильную работу с низким энергопотреблением, ток, KI , должен быть немного больше, чем минимальный ток, требуемый усилителем и сердечником с запрещенной зоной. В предлагаемой конструкции токи через MP6, MP7 и MP8 установлены на одном уровне, I . Ток через сердцевину с запрещенной зоной составляет 2 I . . Следовательно, отношение 6 ≥ K > 5, должно быть выполнено [12,13,14].

V _REF Схема генератора

V _REF Схема генератора представлена в правой части рис. 2, который состоит из усилителя и запрещенного сердечника. Как показано в уравнении (2), напряжение смещения PTAT усилителя мультиплексируется контурами SBCS [15]. Это делает ток через R1, R2 и R _Trimming ток PTAT, который используется для температурной компенсации отрицательного TC Q4 и Q5. Сгенерированное опорное напряжение, В _REF , может быть выражено как

$$ {V} _ {REF} =2 {V} _ {BE} + \ left (1+ \ frac {R_2 + {R} _ {Trim \ min g}} {R_1} \ right) {V} _T \ ln N $$ (4)

С регулировкой соотношения ( R ₂ + R _{Обрезать мин г} ) / R ₁ опорное напряжение с температурной компенсацией может быть реализовано с низкотемпературным дрейфом.

Отзыв

LNFL устанавливается в усилителе и сердечнике запрещенной зоны, который образован двумя небольшими LNFL. Первый, loop1, идет от входа усилителя к V _REF , и обратная связь на вход усилителя. Другой, loop2, взят из V _REF через полосу пропускания к текущему хвостовику усилителя и обратную связь к V _REF . Для loop1 имеются двойные локальные петли положительной и отрицательной обратной связи со входом усилителя. Петля положительной обратной связи состоит из Q5, R2, R1, Q1, MP8 и MX. Цепь отрицательной обратной связи состоит из Q5, R2, Q2 и MX. Коэффициент усиления контура положительной и отрицательной обратной связи определяется как

$$ {A} _ {V, PF} =\ frac {R_ {Trim \ min g}} {R_1 + {R} _ {Trim \ min g} + {R} _2} {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, MP8} $$ (5) $$ {A} _ {V, NF} =\ frac {R_1 + {R} _ {Trim \ min g}} {R_1 + {R} _ {Trim \ min g} + {R} _2} {g} _ {m, Q2} {r} _ {o, MP8} $$ (6)

где g _{м , Q 1} крутизна транзистора Q1, r _{о , МП 8} - выходное сопротивление транзистора MP8, а g _м Q1 и Q2 примерно равны. Поскольку влияние контура отрицательной обратной связи сильнее, чем влияние контура положительной обратной связи, контур 1 ведет себя как контур обратной связи, характеристика контура которого может быть выражена как

$$ {T} _ {\ mathrm {loop} 1} \ приблизительно \ frac {R_1} {R_1 + {R} _ {Trim \ min g} + {R} _2} {g} _ {m, Q1} {r } _ {o, MP8} $$ (7) $$ {p} _0 \ приблизительно \ frac {1} {r_ {o, MP8} {C} _1} $$ (8)

где p ₀ является доминирующим полюсом. Что касается loop2, производительность может быть выражена

$$ {T} _ {\ mathrm {loop} 2} \ приблизительно \ frac {1 / {g} _ {m, MP8}} {R_1 + {R} _ {Trim \ min g} + {R} _2} $ $ (9) $$ {p} _1 \ приблизительно \ frac {g_ {m, MP8}} {C_1} $$ (10)

где g _{м , МП 8} крутизна транзистора MP8, а p ₁ является доминирующим полюсом. В результате общий коэффициент усиления контура LNFL составляет

$$ {T} _ {\ mathrm {LNFL}} \ приблизительно \ frac {R_1 {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, MP8} + 1 / {g} _ {m, MP8}} {R_1 + {R} _ {Trim \ min g} + {R} _2} \ frac {1 + s / {z} _0} {\ left (1 + s / {p} _0 \ right) \ left (1+ s / {p} _1 \ right)} $$ (11)

Принимая во внимание уравнение (2), уравнение (11) можно переписать как,

$$ {T} _ {\ mathrm {LNFL}} \ приблизительно \ frac {r_ {o, MP8} \ ln N + 1 / {g} _ {m, MP8}} {R_1 + {R} _ {Обрезка \ мин g} + {R} _2} \ frac {1 + s / {z} _0} {\ left (1 + s / {p} _0 \ right) \ left (1 + s / {p} _1 \ right)} $$ (12)

где z ₀ ≈ г _{м , МП 8} / [ C ₁ (1 + 1 / ln N )]. Поскольку N =8 в предложенном дизайне, это делает ноль, z ₀ , приблизительно равное удвоенному полюсу, p ₁ , что может увеличить полосу пропускания LNFL вдвое.

GSBL состоит из усилителя тока, ширины запрещенной зоны и усилителя, которые могут обеспечивать ток смещения для всей схемы методом самосмещения с улучшенными характеристиками PSRR. Контурное усиление GSBL можно определить как

$$ {T} _ {\ mathrm {GSBL}} \ приблизительно \ frac {K \ left (1/3 {g} _ {m, MP8} \ Big \ Vert 1 / {g} _ {m, MX} \ справа)} {R_1 + {R} _ {Trim \ min g} + {R} _2} $$ (13)

где g _{м , MX} крутизна транзистора M _X . Основное действие транзистора М _X заключается в понижении эквивалентного импеданса на V _REF с удобством компенсации петли. Т _GSBL устанавливается меньше единицы в предлагаемой конструкции, что позволяет избежать колебаний.

С помощью LNFL и GSBL стабильность генерируемого опорного напряжения В _REF , можно значительно улучшить.

PSRR предлагаемого эталонного напряжения

Чтобы упростить расчет PSRR предлагаемой схемы, эквивалентное сопротивление части, запитанной опорным напряжением, В _REF , рассчитывается в первую очередь. Расчетная схема этой части представлена на рис. 3 [16].

R _экв схема расчета

На рисунке 4а показана модель слабого сигнала для расчета эквивалентного сопротивления ветвей 1, 2 цепи, где токи I ₁ и я ₂ поток на рис. 3 соответственно. Тогда эквивалентное сопротивление R _{экв 1,2} , может быть выражено как

$$ {R} _ {eq1,2} \ приблизительно \ frac {3 {R} _ {eq, 4} {r} _ {o, Q1}} {3 {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, Q1} \ left ({R} _T + {R} _1 + {r} _ {o, Q3} \ right) + {g} _ {m, Q1} {R} _1 {r} _ {o, Q1} +3 {R} _ {eq, 4}} $$ (14)

где g _{м , Q 1} и r _{о , Q 1} - крутизна и выходное сопротивление Q1 соответственно; R _{экв 4} эквивалентно сопротивление ветви с I ₄ . Поскольку напряжение затвора MP6, показанного на рис. 2, определяется напряжением стока MP7, необходимо также рассчитать затухание шума источника питания (PSNA) в узле M, которое может быть задано как

$$ {V} _M =\ Delta {V} _ {ref} + \ frac {g_ {m, Q1} {R} _1 {r} _ {o, Q2}} {2 {g} _ {m, MP7 } \ left ({r} _ {o, Q2} + {r} _ {o, MP8} \ right) {R} _ {eq4}} \ Delta {V} _ {ref} \ приблизительно \ Delta {V} _ {ref} $$ (15)

где r _{о , МП 8} и r _{о , Q 2} - выходное сопротивление MP8 и Q2 соответственно; г _{м , МП 7} крутизна MP7. Как заявлено в уравнении (15), шум питания мало влияет на напряжение затвор-исток MP6. Это заставляет MP6 действовать как высокоомный, r _{о , МП 6} , который отделяет шумовые воздействия от компонентов усилителя и запрещенной зоны.

Модель слабого сигнала для R _eq . а R _eq1,2 Схема расчета. б R _eq3 Схема расчета. c R _eq4 схема расчета

Эквивалентное сопротивление ветви с I ₃ на рис. 3 может быть получено из рис. 4b, которое может быть выражено как

$$ {R} _ {eq3} \ приблизительно \ frac {6 {R} _ {eq, 4}} {g_ {m, mx} \ left [3 {g} _ {m, Q1} {r} _ { o, Q1} \ left ({R} _T + {R} _1 + {r} _ {o, Q3} \ right) +3 {R} _ {eq, 4} + {g} _ {m, Q1} {r } _ {o, Q1} {R} _1 \ right]} $$ (16)

где g _{м , Mx} крутизна Mx. Слабосигнальная модель эквивалентного сопротивления ветви с I ₄ на Рис. 3 показан на Рис. 4c, который,

$$ {R} _ {eq4} \ приблизительно 1 / {g} _ {m, Q5} + {R} _1 + {R} _T + 1 / {g} _ {m, Q4} + {R} _2 $$ (17)

Следовательно, эквивалентное сопротивление слабосигнального усилителя и частей сердечника с запрещенной зоной на рис. 3 составляет

$$ {R} _ {eq} ={R} _ {eq1,2} \ left \ Vert {R} _ {eq3} \ right \ Vert {R} _ {eq4} $$ (18)

Таким образом, общий PSRR предлагаемого источника опорного напряжения можно проиллюстрировать на рис. 5. PSRR может быть задан как

$$ \ frac {\ Delta {V} _ {ref}} {\ Delta {V} _ {CC}} \ приблизительно \ frac {6 {R} _ {eq, 4}} {g_ {m, mx} { g} _ {m, mp3} {r} _ {o, mp3} {r} _ {o, mp6} \ left [3 {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, Q1} \ left ({R} _T + {R} _1 + {r} _ {o, Q3} \ right) +3 {R} _ {eq, 4} + {g} _ {m, Q1} {r} _ {o, Q1 } {R} _1 \ right]} $$ (19)

Поскольку g _м г _о>> 1 обычно является допустимым, влияние шума источника питания на генерируемое опорное напряжение значительно подавляется.

Модель слабого сигнала для PSRR

Результаты и обсуждение

Опорное напряжение реализовано в процессе BCD 180 нм, схема которого показана на рис. 6, занимая 0,05690 мм ² активная область.

Схема предлагаемой схемы

Формы смоделированных сигналов запуска показаны на рис. 7, который иллюстрирует переходную процедуру с установлением напряжения питания. Когда напряжение питания невелико, вся эталонная цепь работает не полностью, что означает, что пусковой ток ветви очень мал, а эталонное напряжение поддерживается на нуле. При повышении напряжения источника питания генерируемое опорное напряжение сначала становится стабильным на уровне примерно 2 В . _BE из-за ненормальной работы части усилителя на рис. 2. Когда напряжение питания увеличивается выше минимально необходимого напряжения питания предлагаемого BGR, основной операционный усилитель начинает работать, и опорное напряжение быстро стабилизируется на желаемом значении. Кроме того, пусковой ток падает примерно до нуля при желаемом опорном напряжении, в то время как предлагаемый SBCS заменяет источник тока с GSBL. Потребляемая мощность схемы запуска составляет небольшую часть от потребляемой мощности микросхемы.

Пусковая переходная характеристика предлагаемого опорного напряжения

Температурные характеристики генерируемого опорного напряжения, В _REF , показаны на рис. 8. Изменение напряжения V _REF в диапазоне от -55 ° C до 125 ° C составляет 11,3 мВ, где достигается ТС 25 ppm / ° C.

Температурная зависимость генерируемого опорного напряжения

На рисунке 9 показана линейная чувствительность (LS) опорного выходного напряжения. Предлагаемый БГР может успешно устанавливаться при напряжении питания 3 В и В _REF отклонение составляет 0,2 мВ при напряжении питания 3-5 В. Это означает, что достигается хорошая LS 0,08 ‰ / В.

Зависимость от источника генерируемого опорного напряжения

Улучшенные характеристики PSRR проиллюстрированы на рисунке 10, на котором PSRR составляет 76 дБ, что согласуется с теоретическими результатами в уравнении (19) на низких частотах и выше 46 дБ до 1 МГц.

Характеристика PSRR предлагаемого источника опорного напряжения

Обычный метод двоичной обрезки подходит для предлагаемого BGR, который использует 8-битную обрезку для R _{Обрезка} . Это может обеспечить шаг подстройки 9 мВ / LSB. В таблице 1 показаны характеристики урезанного опорного напряжения при напряжении питания 3–5 В и диапазоне температур от –55 до 125 ° C при различных углах процесса, которые включают типичный, медленный и быстрый случаи. Как показано в таблице 1, температурный дрейф находится в пределах 0,6%, LS ниже 0,12 ‰ / В, а PSRR выше 71 дБ при 10 Гц.

В таблице 2 приведены характеристики предлагаемого источника опорного напряжения и приведено сравнение с некоторыми ранее опубликованными источниками опорного напряжения. Поскольку предлагаемый источник опорного напряжения нацелен на высокую стабильность питания, в этой статье не используется температурная компенсация высокого порядка. Следовательно, TC из [11,12,13], которые в основном сосредоточены на методах оптимизации температуры или мощности, меньше, чем у предлагаемого источника опорного напряжения. При необходимости TC предлагаемого источника опорного напряжения может быть дополнительно оптимизирован с помощью описанных в литературе методов компенсации кривизны. В предложенной уплотненной структуре LNFL и GSBL реализуются с независимым от температуры эталонным напряжением одновременно, что имеет лучшие характеристики PSRR и LS в таблице 2.

Заключение

Компактный самосмещенный BGR с высоким PSRR представлен в этой статье. Напряжение PTAT реализуется операционным усилителем с асимметричным входным напряжением смещения, а отрицательное температурное напряжение накладывается для создания опорного выходного напряжения. В то же время две цепи обратной связи, LNFL и GSBL, реализованы с использованием одних и тех же частей для обеспечения температурной стабильности, что снижает сложность конструкции. Это приводит к самодостаточности тока питания и повышению чувствительности источника питания с высоким PSRR.