Упрощение цепочек сигналов сбора данных переменного и постоянного тока

Явление дискретизации в аналого-цифровых преобразователях (АЦП) вызывает проблемы наложения спектров и емкостную отдачу, и для решения этих проблем разработчики используют фильтры и управляющие усилители, которые создают свои собственные наборы проблем. Это затрудняет достижение точных характеристик постоянного и переменного тока в приложениях со средней полосой пропускания, и для этого разработчикам приходится идти на компромисс с системными целями.

В этой статье описываются сигма-дельта (∑-Δ) АЦП с непрерывным временем, которые по своей сути решают проблемы дискретизации за счет упрощения сигнальных цепочек. Они устраняют необходимость в фильтрах и буферах сглаживания, а также решают ошибки смещения сигнальной цепи и проблемы дрейфа, связанные с дополнительными компонентами. Эти преимущества уменьшают размер решения, упрощают разработку решения и улучшают согласование фаз и общую задержку системы. В этой статье также проводится сравнение с преобразователями дискретного времени и подчеркиваются преимущества системы, а также ограничения использования сигма-дельта АЦП с непрерывным временем.

Основы выборки

Оцифровка данных включает в себя два основных процесса дискретизации и квантования, как показано на рисунке 1. Выборка - это первый шаг, на котором непрерывно изменяющийся аналоговый сигнал x (t) преобразуется в дискретный сигнал x (n) с использованием выборки. частота fS. Результат равномерно разделен периодом 1 / TS (fS =1 / TS).

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рисунок 1. Выборка данных. (Источник:Analog Devices)

Второй шаг - это квантование, которое приближает значение этих дискретных выборок к одному из конечных возможных значений и представлено в цифровом коде, как показано на рисунке 1. Это квантование до конечного набора значений приводит к ошибке при оцифровке, называемой шум квантования.

Процесс дискретизации также приводит к наложению спектров, при котором мы видим обратную связь входных сигналов и их гармоник вокруг тактовой частоты дискретизации и удержания. Критерий Найквиста требует, чтобы частота дискретизации как минимум вдвое превышала самую высокую частоту, содержащуюся в сигнале. Если частота дискретизации менее чем в два раза превышает максимальную частоту аналогового сигнала, произойдет явление, известное как наложение спектров.

Чтобы понять последствия наложения спектров как во временной, так и в частотной областях, сначала рассмотрим случай представления во временной области однотональной синусоидальной волны, дискретизированной, как показано на рисунке 2. В этом примере частота дискретизации fS не является по крайней мере, 2fa, но лишь немного больше, чем частота аналогового входа, fa, что не соответствует критерию Найквиста. Обратите внимание, что образец фактических выборок создает синусоидальную волну с наложением на более низкую частоту, равную fS - fa.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рис. 2. Псевдонимы:представление во временной области. (Источник:Analog Devices)

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рисунок 3. Псевдонимы:представление в частотной области. (Источник:Analog Devices)

Соответствующее представление этого сценария в частотной области показано на рисунке 3.

Полоса пропускания Найквиста определяется как частотный спектр от постоянного тока до fS / 2. Частотный спектр разделен на бесконечное количество зон Найквиста, каждая из которых имеет ширину 0,5fS. На практике идеальный семплер заменяется АЦП, за которым следует процессор БПФ. Процессор БПФ обеспечивает вывод только от постоянного тока до fS / 2; то есть сигналы или псевдонимы, которые появляются в первой зоне Найквиста.

Рассмотрим случай одночастотной синусоидальной волны с частотой fa, дискретизированной с частотой fS идеальным импульсным дискретизатором (см. Рисунок 1). Также предположим, что fS> 2fa. Выходной сигнал в частотной области сэмплера показывает псевдонимы или изображения исходного сигнала вокруг каждого кратного fS; то есть на частотах, равных | ± KfS ± fa |, K =1, 2, 3, 4 и т. Д.

Теперь рассмотрим случай сигнала, который находится за пределами первой зоны Найквиста на рисунке 3. Частота сигнала лишь немного меньше частоты дискретизации, что соответствует условию, показанному в представлении временной области на рисунке 2. Обратите внимание, что даже если сигнал находится за пределами первой зоны Найквиста, его изображение (или псевдоним), fS - fa, попадает внутрь. Возвращаясь к рисунку 3, становится ясно, что если нежелательный сигнал появляется на любой из частот изображения fa, он также будет возникать на fa, тем самым создавая паразитную частотную составляющую в первой зоне Найквиста.

Решение проблем, связанных с высокой производительностью

Для высокопроизводительных приложений разработчикам систем необходимо бороться с шумами квантования, наложением спектров и проблемами дискретизации входа переключаемого конденсатора, возникающими в результате процесса дискретизации. Оба типа прецизионных АЦП, то есть регистры последовательного приближения (SAR) и сигма-дельта-АЦП, доступные в отрасли, разработаны с использованием методов выборки на основе переключаемых конденсаторов.

Шум квантования

В идеальном АЦП Найквиста размер младшего разряда АЦП будет определять шум квантования, который добавляется на вход при выполнении аналого-цифрового преобразования. Этот шум квантования распространяется по полосе частот fS / 2. Для борьбы с шумом квантования первым методом является передискретизация, при которой входной сигнал дискретизируется с гораздо более высокой частотой, чем частота Найквиста, для увеличения отношения сигнал / шум (SNR) и разрешения (ENOB). При передискретизации частота дискретизации выбирается в N раз больше частоты Найквиста (2 × fIN), и в результате тот же самый шум квантования теперь должен распространяться на N раз частоту Найквиста. Это также снижает требования к фильтру антиалиасинга. Коэффициент передискретизации (OSR) определяется как fS / 2fIN, где fIN представляет собой интересующую полосу пропускания сигнала. Как правило, передискретизация АЦП в четыре раза обеспечивает один дополнительный бит разрешения или увеличение динамического диапазона на 6 дБ. Увеличение коэффициента передискретизации приводит к общему снижению шума, а улучшение динамического диапазона (DR) из-за передискретизации составляет ΔDR =10log10 OSR в дБ.

Передискретизация по сути используется и реализуется вместе со встроенным цифровым фильтром и функцией децимации. Базовый модулятор передискретизации в сигма-дельта АЦП формирует шум квантования так, что большая его часть возникает за пределами интересующей полосы пропускания, что приводит к увеличению общего динамического диапазона на низких частотах, как показано на рисунке 4. Цифровой фильтр нижних частот (LPF) ) затем удаляет шум квантования за пределами интересующей полосы пропускания, а прореживатель снижает скорость выходных данных обратно до скорости Найквиста.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рисунок 4. Пример передискретизации. (Источник:Analog Devices)

Формирование шума - это еще один метод уменьшения шума квантования. В сигма-дельта АЦП квантователь низкого разрешения (от одного до пяти битов) используется внутри цикла после петлевого фильтра. ЦАП используется в качестве обратной связи для вычитания квантованного сигнала из входа, как показано на рисунке 5.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рисунок 5. Формирование шума. (Источник:Analog Devices)

Интегратор будет продолжать суммировать ошибку квантования, что приводит к формированию шума квантования в сторону более высоких частот, которые затем могут быть отфильтрованы с помощью цифрового фильтра. На рисунке 6 показана спектральная плотность мощности (PSD) на выходе x [n] типичного сигма-дельта АЦП. Наклон шумообразования зависит от порядка петлевого фильтра H (z) (см. Рисунок 11) и составляет (20 × n) дБ / декаду, где n - порядок петлевого фильтра. Сигма-дельта АЦП обеспечивает высокое внутриполосное разрешение за счет комбинации формирования шума и передискретизации. Внутриполосная полоса равна fODR / 2 (ODR означает выходную скорость передачи данных). Более высокое разрешение можно получить, увеличив порядок петлевого фильтра или увеличив коэффициент передискретизации.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рис. 6. График передискретизации и формирования шума. (Источник:Analog Devices)

Псевдоним

Для борьбы с алиасингом в высокопроизводительных приложениях используются фильтры сглаживания более высокого порядка, чтобы избежать любого количества сворачивания. Фильтр сглаживания - это фильтр нижних частот, который ограничивает входной сигнал и гарантирует, что в сигнале нет частотной составляющей за пределами интересующей полосы частот, которая может уменьшаться. Характеристики фильтра будут зависеть от того, насколько близок внеполосный сигнал к fS / 2, и от требуемой величины затухания.

Для АЦП последовательного приближения разрыв между полосой входного сигнала и частотой дискретизации невелик, поэтому нам нужен фильтр более высокого порядка, который требует сложной конструкции фильтра более высокого порядка с большей мощностью и большим количеством искажений. Например, если SAR со скоростью дискретизации 200 kSPS имеет входную полосу пропускания 100 кГц, фильтр сглаживания должен будет отклонять входной сигнал с частотой> 100 кГц, чтобы убедиться в отсутствии наложения спектров. Для этого требуется фильтр очень высокого порядка. На рисунке 7 показана крутая кривая спроса.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рисунок 7. Требование псевдонима. (Источник:Analog Devices)

Если для ослабления порядка фильтра выбрана скорость выборки 400 kSPS, подавление необходимо для входной частоты> 300 кГц. Увеличение скорости дискретизации увеличит мощность, а при двойной скорости мощность также будет удвоена. Дальнейшая передискретизация за счет мощности еще больше ослабит требования к фильтру сглаживания, поскольку частота дискретизации намного выше, чем входная полоса пропускания.

В сигма-дельта АЦП входная дискретизация передискретизируется при гораздо более высоком OSR, поэтому требования к фильтру сглаживания ослаблены, поскольку частота дискретизации намного выше, чем входная полоса пропускания, как показано на рисунке 8.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рисунок 8. Требования к фильтру сглаживания сигма-дельта. (Источник:Analog Devices)

Рисунок 9 дает представление о сложности AAF для архитектур SAR и сигма-дельта с дискретным временем (DTSD). Если мы возьмем входную полосу пропускания –3 дБ в 100 кГц для достижения ослабления 102 дБ на частоте дискретизации fS, для АЦП DTSD потребуется фильтр сглаживания второго порядка, в то время как для получения такого же затухания на частоте fS потребуется фильтр пятого порядка, использующий АЦП последовательного приближения

Для сигма-дельта-АЦП с непрерывным временем (CTSD) затухание является естественным, поэтому нам не нужен фильтр сглаживания.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рисунок 9. Требования к фильтру AAF для различных архитектур. (Источник:Analog Devices)

Эти фильтры могут быть проблемой для разработчиков системы, и они должны оптимизировать их с учетом спада, который они обеспечивают в интересующей полосе, и обеспечить максимально возможное отклонение. Они также добавляют к системе множество других ошибок, таких как смещение, усиление, фазовая ошибка и шум, тем самым снижая ее производительность.

Кроме того, высокопроизводительные АЦП имеют дифференциальную природу, поэтому нам нужно вдвое больше пассивных компонентов. Чтобы добиться лучшего согласования фаз в многоканальных приложениях, все компоненты в сигнальной цепи должны хорошо согласовываться. В результате требуются компоненты с более жесткими допусками.

Переключаемый конденсаторный вход

Выборка входа переключаемого конденсатора зависит от времени установления дискретизированного входа на конденсатор, создавая потребность в переходном токе заряда / разряда при включении / выключении переключателя выборки. Это называется отдачей на входе и требует входного управляющего усилителя, который может поддерживать эти переходные токи. Кроме того, требуется, чтобы входной сигнал устанавливался в конце времени выборки, а точность дискретизации входного сигнала определяет характеристики АЦП, подразумевая, что управляющий усилитель должен быстро стабилизироваться после события отдачи. Это приводит к необходимости в драйвере с широкой полосой пропускания, который может поддерживать быстрое установление и поглощать отдачу от работы переключаемого конденсатора. В переключаемых конденсаторных входах, когда выборка включена, драйвер немедленно должен подавать заряд для запоминающего конденсатора. Этот внезапный скачок тока может быть обеспечен вовремя только в том случае, если драйвер имеет достаточную пропускную способность. Из-за паразитных характеристик переключателя во время отбора пробы драйвер будет испытывать отдачу. Если отдача не исчезнет до следующей выборки, это приведет к ошибке выборки, что приведет к повреждению входа АЦП.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рис. 10. Отдача при отборе проб. (Источник:Analog Devices)

На рисунке 10 показан откат АЦП DTSD. Если, например, частота дискретизации составляет 24 МГц, сигнал данных должен устанавливаться в пределах 41 нс. Поскольку опорный сигнал также является входом переключаемого конденсатора, на опорном входе также необходим буфер с высокой пропускной способностью. Эти входные сигнальные и опорные буферы увеличивают шум и снижают общую производительность сигнальной цепи. Кроме того, компоненты искажения от драйвера входного сигнала (около частоты S&H) дополнительно повышают требования к антиалиасингу. Кроме того, при переключении входов конденсаторов изменение скорости выборки приведет к изменению входного тока. Это может привести к перенастройке системы для уменьшения ошибки усиления, возникающей в драйвере или на предыдущем этапе при управлении АЦП.

Сигма-дельта АЦП непрерывного времени

CTSD АЦП - это альтернативная архитектура сигма-дельта АЦП, в которой используются такие принципы, как передискретизация и формирование шума, но есть альтернативные средства реализации операции выборки, обеспечивающие значительные системные преимущества.

На рисунке 11 показано сравнение архитектуры DTSD и архитектуры CTSD. Как мы видим в архитектуре DTSD, входной сигнал дискретизируется перед циклом. Контурный фильтр H (z) дискретен по времени и реализован с помощью интеграторов с переключаемыми конденсаторами. ЦАП обратной связи также переключается на конденсаторной основе. Поскольку на входе есть выборка, которая приведет к проблеме сглаживания от f _S , на входе требуется дополнительный фильтр сглаживания перед выборкой.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рис. 11. Схема модульных блоков с дискретным и непрерывным временем. (Источник:Analog Devices)

CTSD не имеет на входе сэмплера. Скорее, он дискретизируется в квантователе внутри цикла. Петлевой фильтр теперь работает с непрерывным временем с использованием интеграторов с непрерывным временем, как и ЦАП с обратной связью. Подобно квантованию, которое формируется, также формируется наложение из-за дискретизации. В результате получается АЦП практически без дискретизации, что делает его отдельным классом.

Частота дискретизации CTSD является фиксированной, в отличие от DTSD, где частоту дискретизации модулятора можно легко масштабировать. Кроме того, известно, что АЦП CTSD менее устойчивы к джиттеру, чем эквиваленты на переключаемых конденсаторах. Стандартные кварцевые или КМОП-генераторы обеспечивают низкое дрожание тактовой частоты для АЦП локально, что помогает избежать передачи синхросигнала с низким джиттером через изоляцию и снижает ЭМС.

Двумя основными преимуществами CTSD являются неотъемлемое подавление псевдонимов и резистивные входы для сигналов и опорных сигналов.

Собственное сглаживание

Перемещение квантователя внутри цикла приводит к внутреннему отклонению псевдонима. Как показано на рисунке 12, входной сигнал проходит через контурный фильтр перед дискретизацией, и ошибка фолдбэка (псевдонима), которая вводится в квантователе, также видит этот фильтр. Сигнал и ошибка псевдонима будут иметь ту же функцию передачи шума, что и сигма-дельта-контур, и оба будут иметь такое же формирование шума, как шум квантования в сигма-дельта-архитектурах. Таким образом, частотная характеристика контура CTSD естественным образом отклоняет входные сигналы, близкие к целым, кратным частоте дискретизации, действуя как фильтр сглаживания.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рис. 12. Амплитудно-частотная характеристика модулятора CTSD. (Источник:Analog Devices)

Резистивный вход

Наличие резистивных входов на сигнальных и опорных входах упрощает управление, чем конфигурации выборки и хранения. Благодаря постоянным резистивным входам отсутствует отдача, и драйвер может быть полностью удален. Входной сигнал не содержит искажений, как показано на рисунке 13. А поскольку входное сопротивление является постоянным, перенастройка системы на ошибки усиления также исключается.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рисунок 13. Настройка входа для CTSD. (Источник:Analog Devices)

Аналоговые входы могут быть биполярными даже при однополярном питании АЦП. Это может устранить необходимость переключения уровня с биполярного входного каскада на АЦП. Характеристики АЦП по постоянному току могут отличаться от того, что входной резистор теперь имеет входной синфазно-зависимый ток, а также входной ток.

Эталонная нагрузка также является резистивной, что снижает отдачу при переключении, поэтому отдельный буфер эталонного сигнала не требуется. Резистор для фильтра нижних частот может быть изготовлен на кристалле, чтобы он мог отслеживать вместе с резистивной нагрузкой на кристалле (поскольку они могут быть из того же материала), для уменьшения температурного дрейфа ошибки усиления.

Архитектура CTSD не нова, но мегатенденции на промышленных рынках и рынках измерительных приборов требуют точных характеристик постоянного и переменного тока при более высокой пропускной способности. Более того, заказчики предпочитают единую платформу, которая бы обслуживала большинство их решений, чтобы сократить время их вывода на рынок.

Архитектура CTSD была выбрана в широком наборе приложений, начиная от высококачественного звука и заканчивая радиочастотным интерфейсом сотовых телефонов, благодаря ряду преимуществ по сравнению с другими типами АЦП. Преимущества включают большую поддачу интеграции и низкое энергопотребление, но также, и, возможно, что более важно, потому что использование CTSD решает ряд значительных проблем системного уровня. Из-за ряда технологических недостатков использование CTSD ранее ограничивалось относительной звуковой частотой / полосой пропускания и более низким динамическим диапазоном. Поэтому высокопроизводительные преобразователи частоты Найквиста, такие как АЦП последовательного приближения и преобразователи DTSD с избыточной дискретизацией, стали основным решением для прецизионных, высокопроизводительных приложений со средней полосой пропускания.

Однако недавние технологические прорывы позволили преодолеть многие ограничения. Например, AD7134 от Analog Devices поддерживает высокоточный АЦП постоянного тока с полосой пропускания 400 кГц на основе CTSD, который обеспечивает значительно более высокие характеристики производительности, обеспечивая при этом точность постоянного тока и, в свою очередь, позволяет решать ряд важных проблем системного уровня в высоком разрешении. приложения для измерения производительности. В AD7134 также встроен асинхронный преобразователь частоты дискретизации (ASRC), обеспечивающий данные с переменной скоростью, полученной из фиксированной скорости дискретизации CTSD. Скорость выходных данных может не зависеть от частоты дискретизации модулятора и может обеспечить успешное использование АЦП CTSD для различных гранулярных пропускных способностей. Гибкость изменения скорости выходных данных на гранулярном уровне также позволяет пользователям использовать когерентную выборку.

Собственное подавление псевдонимов устраняет необходимость в фильтре сглаживания, что приводит к меньшему количеству компонентов и меньшему размеру решения. Что еще более важно, проблемы с производительностью, которые возникают вместе с фильтром сглаживания, такие как спад, ошибки, такие как смещение, коэффициент усиления и фазовая ошибка, а также шум в системе, больше не присутствуют. Фильтр сглаживания также значительно увеличивает общую задержку в цепочке сигналов в зависимости от необходимого подавления. Удаление фильтра полностью устраняет эту задержку, обеспечивая точное преобразование в приложениях с зашумленными цифровыми контурами управления.

Без сглаживающего фильтра на системном уровне согласование фаз в многоканальных системах можно значительно улучшить. Это особенно полезно в приложениях, требующих низкого межканального несоответствия, таких как мониторинг вибрации, измерения мощности, модули сбора данных и гидролокатор. Благодаря присущему им фильтрующему действию АЦП CTSD также невосприимчивы к любым помехам на системном уровне, а также внутри самой ИС. В АЦП DTSD и АЦП последовательного приближения необходимо соблюдать осторожность, чтобы при дискретизации АЦП было меньше помех. Кроме того, будет невосприимчивость к помехам в линиях электропитания из-за присущего им фильтрующего действия. При использовании аналоговых входов с постоянным сопротивлением и опорных входов требования к драйверу также могут быть полностью устранены. Опять же, это решает проблемы производительности, такие как ошибки, такие как смещение, усиление, фазовая ошибка и шум в системе, больше не существует.

Борьба за достижение точности исполнения минимальна, так как количество разработанных элементов значительно сокращается. Это приводит к более быстрому времени разработки, более быстрому выводу на рынок для клиентов, упрощению управления спецификациями и надежности. Удаление антиалиасингового фильтра, драйвера и опорного буфера значительно уменьшит площадь системной платы. Для прямого управления АЦП можно использовать инструментальный усилитель. Например, с AD7134, поскольку это АЦП только с дифференциальным входом, в качестве драйвера можно использовать дифференциальный входной усилитель, такой как LTC6373. Сравнение на рисунке 14 показывает сигнальную цепочку для дискретной сигнальной цепочки и непрерывной сигнальной цепочки. Наш эксперимент показывает 70% экономии площади по сравнению с эквивалентной цепочкой сигналов с дискретным временем, что делает его отличным выбором для многоканальных приложений с высокой плотностью каналов.

В заключение следует отметить, что этот подход предлагает значительное уменьшение размера системы, упрощает конструкцию сигнальной цепи, делает систему более надежной и сокращает общее время вывода на рынок за счет простого проектирования без изменения каких-либо параметров производительности, необходимых для точных измерительных приложений.

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рис. 14. Сравнение цепочек сигналов в дискретном (слева) и непрерывном (справа) времени. (Источник:Analog Devices)

щелкните, чтобы увеличить изображение

Рис. 15. Сравнение размеров цепочки дискретного и непрерывного сигналов. (Источник:Analog Devices)

Ссылки

Кестер, Уолт. «MT-002:что критерий Найквиста означает для проектирования вашей системы выборочных данных». Analog Devices, Inc., 2009 г.

Паван, Шанти. «Подавление псевдонимов Δ∑-модуляторов непрерывного действия с ЦАП с переключаемой конденсаторной обратной связью». Транзакции IEEE по схемам и системам I:обычные статьи , Vol. 58, No. 2, февраль 2011 г.

Шрайер, Ричард и Габор К. Темес. Общие сведения о преобразователях данных дельта-сигма. Джон Вили и сыновья, 2005 г.

Благодарности

Автор благодарит Абхилаша Кавле, Авинаш Гутта и Роберто Маурино за их поддержку при написании этой статьи.