Проектирование компактного модуля питания типа Flyback для RFID-считывателей

Технология импульсных источников питания развивалась в сторону миниатюризации, высокой частоты и высокой эффективности с развитием высокоинтегрированных чипов в последние годы. Высокоинтегрированные управляющие чипы делают необходимые периферийные компоненты упрощенными, так как относительно легко спроектировать импульсный источник питания, опираясь на программное обеспечение проектирования. Однако проблема высокой интеграции приводит к низкой свободе проектирования, низкой доступности чипов и низкой цене. Программное обеспечение, разработанное каждым производителем, способно лишь моделировать некоторые типы специфических чипов. В практическом применении критически важно спроектировать импульсный источник питания, совместимый с требованиями продукта, с отличными рабочими условиями. Основываясь на требовании модуля питания для RFID, спроектирован импульсный источник с напряжением от 220 В переменного тока до 0,5 В постоянного тока и размерами 88 мм × 70 мм. Поскольку рабочий ток близок к 1,5 А в процессе чтения тегов, максимальный выходной ток спроектированного импульсного источника установлен 3 А.

В проектировании миниатюрного источника с относительно низкой выходной мощностью, согласно теории Erickson R W, коэффициент доступности мощности flyback импульсного источника — 0,385, что больше 0,353 для типов нормального удара, полного моста и полумоста. Поэтому выбрана структура flyback преобразователя. Учитывая преимущества обратной связи по току и контроллера по току, выбран чип PWM управления по току UC3842.

В импульсном источнике с чипом UC3842 проектирование периферийной схемы относительно просто. Структура PWM управления по току устраняет двойной полюс, приносимый индуктивностью в контуре, эффективно упрощая проектирование контура обратной связи. Применяется стиль обратной связи по выходу, состоящий из стабилизатора TL431 и оптопары. В проектировании на базе UC3842 проектировщики склонны независимо проектировать каждый модуль в flyback структуре, акцентируя внимание на проектировании смежной схемы и схемы обратной связи, пренебрегая другими схемами. Например, согласно теореме дополнительного элемента д-ра Middlebrook, входной импеданс входного фильтра должен быть намного меньше входного импеданса преобразователя. Иначе в схеме возможно колебание. Данное проектирование подробно обсуждает проектирование смежных схем: схему входного фильтра, компенсацию скачка и схему заземления. Схема проектирования определяется через симуляцию Saber и её совместимость с требованиями и стабильность через отладку с RFID.

Основная теория Flyback импульсного источника

Основная теоретическая проектирования импульсного источника — преобразование VAC в VDC для питания ИС, меняющей DC в HFAC, который затем меняется в DC выход. Обратная связь стабилизирует выходное напряжение от выборки выходного DC и входа ИС управления ключом. Теория импульсного источника показана на рисунке 1.

В управляющем преобразователе flyback импульсного источника применяется структура управления по току с двойным контуром. Особенность flyback преобразователя в том, что в закрытом состоянии ключевого транзистора индуктивная энергия внутри катушек на одной стороне трансформатора обеспечивает питание для несущего через выпрямительный диод, а в открытом состоянии ключевого транзистора энергия накапливается внутри катушки трансформатора, а выход обеспечивается энергией, накопленной внутри выходного конденсатора. Схема flyback преобразователя показана на рисунке 2.

Когда напряжение, обнаруженное выходными делителями R₁ и R₂, меньше опорного напряжения V_ref, ошибка растет через усилитель ошибки с открытым ключевым транзистором Q₁. Первичная индуктивность и ток трансформатора растут по наклону (V_g − V_on)/L_m. Резистор выборки R_s преобразует первичную индуктивность и ток в напряжение выборки. На основе сравнения между напряжением выборки на резисторе R_s и напряжением ошибки, когда напряжение на R_s поднимается до значения, превышающего напряжение ошибки, будет выведен низкий уровень и ключевой транзистор закроется до прихода следующего такта. Flyback импульсный источник не нуждается в выходной индуктивности питания, и индуктивность трансформатора может применяться напрямую для питания, обладая простой топологической структурой. Управляющая схема в основном зависит от PWM чипа UC3842 по току и периферийной схемы.

PWM чип UC3842 по току

Управляющий ЦПУ в этом проекте — PWM чип UC3842 в режиме фиксированной частоты и тока, интегрирующий критические управляющие компоненты: генератор, усилитель ошибки, PWM компаратор и SR триггер. Этот чип обладает функциональностью защиты от недостаточного напряжения и перетока с выходным режимом «тотемный полюс», рабочей частотой 500 кГц, пусковым током менее 1 мА и максимальным выходным током 1 А.

Функции выводов различны. Вывод 7 — для питания. Когда напряжение больше порога медленного запуска 16 В, شمит-триггер выдает высокий уровень. Стабилизатор напряжения подает опорное напряжение 5 В на вывод 8, а когда напряжение ниже 10 В, شمит-триггер выдает низкий уровень с блокировкой по недостаточному напряжению. Внутренний стабилитрон ограничивает максимальное входное напряжение в пределах 36 В. Питание подается на C_t через внешнюю RC-цепочку выводом 4 и через резистор R_t и C_t выводом 8, определяя частоту генератора через внутренний источник тока. Вывод 2 — инвертирующий вход усилителя ошибки, вывод 1 — выход усилителя ошибки для подачи компенсации. Вывод 3 — вывод детекции тока, определяющий коэффициент заполнения через выход усилителя ошибки; когда напряжение на выводе 3 больше 1 В, ток закрывается. Вывод 6 обеспечивает выход в режиме «тотемный полюс» с максимальным рабочим током 1 А, ускоряя закрытие ключевого транзистора.

Проектирование управления Flyback импульсного источника

Схема управляющей части показана на рисунке 3. Управляющая часть flyback преобразователя в основном интегрирована внутри чипа UC3842, и только несколько внешних компонентов могут реализовать требуемую управляющую функцию. Основные функциональные модули управления включают схему запуска, проектирование частоты, схему защиты, схему драйвера и компенсацию скачка.

Схема запуска и проектирование частоты

Схема запуска подает на вывод 7 пусковое напряжение более 16 В. При запуске системы питание подается на вывод 7 через вспомогательную обмотку. Рабочая частота системы определяется таймирующим конденсатором и резистором между выводами 8 и 4. Опорное напряжение 5 В вывода 8 питает конденсатор C₁₅ через резистор R₉. Конденсатор C₁₅ затем генерирует пилообразную волну через внутренний источник тока, чей временной интервал определяет мертвое время выхода чипа PWM. Для обеспечения производительности мертвое время должно быть меньше периода генерации на 5%. Исходя из временной диаграммы, C₁₅ = 3,3 нФ, рабочая частота 47 кГц. Согласно формуле f_osc = 1,7/(R_ref × C₁₅), значение R₉ = 11 кОм.

Схема токоограничения (Current foldback)

Схема токоограничения чипа преобразует ток индуктивности на первичном крае в выходное напряжение усилителя напряжения и ошибки, реализованное PWM компаратором через резистор детекции перетока. Когда напряжение на выводе 3 больше 1 В, выход прерывается. Пиковый ток индуктивности предполагается 1 А, значение резистора детекции тока R₁₃ — 1 Ом. Для предотвращения ошибочного отключения, вызванного пиком тока индуктивности первичного края трансформатора, R₁₁ и C₁₄ подключены для фильтрации пика; пиковый ток составляет примерно сотни наносекунд. При условии R₁₁ = 1 кОм и C₁₄ = 500 пФ, постоянная времени τ = RC = 500 нс.

Схема драйвера MOS транзистора

Схема драйвера MOS транзистора отвечает за отличную форму волны PWM, особенно спадающий фронт. Последовательное соединение между выходным выводом 6 и последовательным резистором затвора R₆ уменьшит высокочастотные паразитные колебания, вызванные входной емкостью MOS транзистора и любым последовательным индуктивным проводником в схеме. Для обеспечения формы волны PWM переключения MOS транзистора значение R₆ всегда мало в диапазоне от десятков до двадцати Ом. Значение R₈ предполагается 15 кОм как стягивающий резистор затвора MOS транзистора.

Компенсация скачка (Slope compensation)

В управлении по пиковому току пиковое значение тока индуктивности постоянно устанавливается, а среднее значение тока индуктивности — нет. Изменение коэффициента заполнения изменит средний ток, и внутренний контур управления по пиковому току обеспечивает пиковое значение тока индуктивности, но не может контролировать правильное среднее значение тока индуктивности, совместимое с выходным напряжением, приводя к постоянному изменению выходного напряжения. Когда коэффициент заполнения больше 50%, колебание тока индуктивности сгенерирует осцилляцию. В этом проектировании требуется компенсация скачка. Применение верхней компенсации скачка означает наложение положительного наклона напряжения на сигналы выборки тока. В этом проектировании применяется емкостная компенсация с C₅₁ = 100 пФ, добавленным между выводами 3 и 4, и сигнал осцилляции генератора питает C₅₁ и вывод 3 через конденсатор. С этим типом компенсации скачка емкость относительно мала, порядка пФ, чтобы избежать притяжения тока генератора и генерации слишком большого отрицательного напряжения на выводе 3.

Проектирование периферийной схемы Flyback импульсного источника

Схема для EMI и выпрямительного фильтра

Для фильтрации помех высокочастотной электросети к устройствам и влияния высокочастотного ключа на электросеть, EMI фильтр должен быть подключен на входном уровне. Схема обычной волны EMI фильтра показана на рисунке 4.

C₁ подключена на входном порту электросети, C₂ — на входном порту устройства для устранения дифференциальных помех. L имеет то же направление, что и дроссель общего режима, для фильтрации общемодовых помех, а C₁₆ и C₁₇ подключены к земле для фильтрации общемодовых помех.

Утечка тока C₁₆ и C₁₇ рассчитывается по формуле: . Для двух одинаковых конденсаторов амплитуда утечки тока должна соответствовать формуле: , где f — частота электросети 50 Гц, C — общая емкость к земле 4400 пФ, V — напряжение земли 110 В. Следовательно, I_leak = 0,15 мА, что совместимо с переменным током с действующим значением 220 В после EMI, соответствующим стандарту безопасности. Амплитуда , выходное DC напряжение . Обратное пробойное напряжение диода должно удовлетворять: . C — фильтрующая емкость, R_L — нагрузка. Чем больше постоянная времени R_L C и чем гладче емкость, тем лучше фильтрующий эффект. Выбран диод 1N4007 с высоким пробойным напряжением.

Колебания, вызванные выходным импедансом фильтра и входным импедансом преобразователя

Несовместимость между входным импедансом преобразователя и выходным импедансом фильтра также может привести к колебаниям. Входной импеданс преобразователя контурной системы можно рассматривать как отрицательный резистор (). Фильтр — LC фильтр, и функция передачи может быть получена с ESR индуктивности и емкости.

Входной импеданс преобразователя системы постоянных колебаний должен соответствовать формуле: .

Следовательно, только если входной импеданс контурного преобразователя меньше расчетного выходного импеданса фильтра колебаний, коэффициент демпфирования функции передачи будет положительным значением, что станет устойчивым для снижения колебаний. Иначе схема будет флуктуировать.

Схема гасителя (Snubber)

Для предотвращения уничтожения частотного транзистора в результате отключения перевысокого напряжения, на первичном крае к трансформатору должна быть собрана RCD схема гасителя. Выходной порт пробивает выходной диод для предотвращения жесткого пробоя с добавленной выходной схемой гасителя, показано на рисунке 5.

В процессе отключения MOS транзистора ток первичного края i_d питает паразитную емкость утечки через утечку первичного края трансформатора. Это высокочастотное напряжение может заставить напряжение на ключевом транзисторе превысить пробойное и пробить ключевой транзистор, поэтому добавляется RCD схема гасителя для предоставления пути отвода напряжения. Выбран диод быстрого восстановления FR107 с высоким пробойным напряжением, резистор RCD 5 кОм и емкость 3300 пФ.

Когда вход открыт с открытым MOS транзистором, напряжение, добавленное на выходной шоттки-диод (), и жесткий пробой MOS транзистора приводит к пробою диода. С добавленной RC схемой гасителя напряжение на шоттки-диоде V_D = V_O + I_O × R₃. Время открытия 2SK792 MOS транзистора 55 нс, обратное пробойное напряжение шоттки-диода SB540 60 В, выход V_O 5 В, макс. ток 3 А. Следовательно, эквивалентное сопротивление максимальной схемы гасителя 18,33 Ом и (). При R = 18 Ом и C = 560 пФ эквивалентное последовательное сопротивление 18,06 Ом.

Проектирование выходной схемы

Выпрямление реализуется выходной частью через шоттки-диод, фильтрация применяет конденсатор с низким ESR, эквивалентный ESR конденсатора снижает выход, показано на рисунке 6.

Выходные схемы выборки получены через R₅ и R₁₂ дифференциальное напряжение, значение R₁₂ определяется со ссылкой на ток выходного терминала TL431 1,5 мкА. Для избежания влияния тока на дифференциальное напряжение и шума, ток через резистор R₁₂ должен быть более 100 раз тока входа TL431. R_low < 2,5/150 мкА = 16,6 кОм. Поскольку рабочий ток TL431 в диапазоне 1 мА – 100 мА, когда ток R₅ почти 0, ток 1 мА подается TL431 через R₁₄ (R₁₄ < U_f /1 мА). Согласно руководству PC817B, U_f = 1,15 В, значение R₁₄ может быть 1 кОм, так как его значение должно быть менее 1,15 кОм.

Основываясь на кривых характеристик триода в PC817B, когда прямой ток транзистора примерно 7 мА, значение I_C также 7 мА, и эмиттерное напряжение линейно в довольно широком диапазоне с uc3842comp линейным. CTR в PC817B в диапазоне 1,3–2,6. Когда I_C = 7 мА, с учетом худшего случая, CTR = 1,3. Максимальный ток, протекающий через LED, должен быть I_f = I_C/1,3 = 5,38 мА, R₄ < (5 − U_ka − U_f)/5,38 мА = (5 − 1,15 − 2,5)/5,38 мА = 250 Ом. Максимальный ток, который может выдержать TL431 — 150 мА, а PC817 — 50 мА. Следовательно, максимальный ток, который предоставляет R₄ — 50 мА с R₄ > (5 − 1,15 − 2,5)/50 мА = 27 Ом. Так диапазон R₄ между 27 Ом и 250 Ом, выбрано значение 150 Ом.

Проектирование схемы заземления

Трансформатор применяется для гальванической изоляции между горячей и холодной землей в импульсном источнике. Горячая земля на первичном крае трансформатора может быть сформирована в контур через электросеть, а вторичный трансформатор относится к контуру, сформированному холодной землей и землей. Конденсатор безопасности Y выбирается для C₁₆ и C₁₇ для соединения нулевого и фазного проводов с корпусной землей для фильтрации общемодовых помех. Конденсатор C₁₈ между горячей и холодной землей преобразует шум на вторичной стороне трансформатора в первичный короткое замыкание для снижения излучения электромагнитных волн.

Полезные ресурсы
• Полное введение в IoT на основе RFID
• Проектирование высокомощных печатных плат в среде высокой температуры
• Как победить дефекты заземления управляющего питания на основе снижения изоляции в проектировании печатных плат
• Обсуждение питания и заземления в электромагнитной совместимости печатных плат
• Как анализировать и запрещать импеданс высокоскоростного питания печатных плат
• Алюминиевые печатные платы: решение для высокомощных и строгих толерантных применений
• Полнофункциональный сервис производства печатных плат от PCBCart — множество ценных опций
• Продвинутый сервис сборки печатных плат от PCBCart — от 1 штуки